A continuación, se muestran las medidas realizadas sobre la señal de salida del PLL multiplicador. El objetivo con esta caracterización experimental es comprobar que es posible generar las señales chirp con las pendientes especificadas, y ver los niveles de ruido de fase y espurias que realmente se tienen, comparándolos con los previstos por los modelos teóricos.
En primer lugar, se muestras las medidas correspondientes al PLL cuando a su entrada se aplica una señal de referencia de frecuencia fija y con un ruido de fase equivalente o inferior al esperado para el DDS. Para ello, se ha utilizado un generador de señal de muy bajo nivel de ruido de fase. De esta manera, se comprueba que el PLL cumple con lo esperado para ruido de fase, y posibilidad de obtener anchos de banda muy grandes, lo que se traduce automáticamente en la capacidad de generar señales chirp de pendiente muy alta. En este caso, al no usar como referencia a los DDS, no es de esperar la presencia de ninguna espuria a la salida del PLL, y de hecho no aparece ninguna con nivel apreciable.
Estas medidas se muestran en las figuras 42 y 43, donde se tienen los espectros cercanos correspondientes a la banda baja y alta del PLL. Una vez enganchado el lazo, se ha procedido a variar el nivel de la señal de entrada para ajustar el ancho de banda al máximo posible sin que los polos asociados a la red de filtrado del comparador de fase, amplificadores operacionales del filtro de lazo y ancho de banda de modulación del VCO, hagan que aparezca un exceso de ganancia excesivo a la salida, que sería indicativo de un margen de fase reducido. La razón para ello, es comprobar cual es la máxima chirp que potencialmente se podría generar con este PLL. Esto no tiene efecto sobre la medida de ruido de fase, ya que simplemente se hace más grande la zona plana pero sin modificación sobre el nivel de ruido de fase medido, tal como se comprueba experimentalmente, y se predice de la observación de las figuras 37 y 38. Bajo estas condiciones, se obtiene un ancho de banda de más de 900 KHz para el PLL. Esto significa que, potencialmente, se podrían generar señales chirps con pendientes más de dos veces superiores a las generadas actualmente.
Con respecto al ruido de fase medido, se puede observar que es muy cercano, aunque algo mejor ≈ -105 dBc/Hz a 100 KHz, al esperado, ≈ -102 dBc/Hz a 100 KHz, lo que valida la bondad del modelado realizado. Al utilizarse un generador con un nivel de ruido de fase equivalente al esperado del DDS, el ruido correspondiente a los divisores se ha impuesto en el sistema. También es posible comprobar de las medidas efectuadas que el ancho de banda del lazo no ha variado mucho del extremo bajo al extremo alto de la banda generada. Esto concuerda perfectamente con la pequeña variación medida de la sensibilidad del VCO utilizado.
Figura 42. Espectro de la zona baja del PLL de 450 MHz. El ruido de fase es de aproximadamente -105 dBc/Hz a 100 KHz.
Figura 43. Espectro de la zona alta del PLL de 450 MHz. Se tiene un nivel de ruido de fase equivalente al de la zona baja.
A continuación, se muestran las medidas correspondientes a la capacidad de generar las señales chirp previstas por parte del PLL multiplicador. En este caso, se ha usado al DDS que produce las correspondientes señales chirp como señal de referencia del PLL. El DDS empleado ha sido el Q2368. En las figuras 44 y 45, se tiene el barrido de frecuencia a la salida del PLL, y el espectro lejano para poder observar sus armónicos respectivamente. Se observa que la variación de amplitud en toda la banda es de aproximadamente 3.4 dB. Esta variación se compensa posteriormente en el conversor superior, ya que en caso contrario daría lugar a una perdida de resolución por modulación en AM, además de favorecer fenómenos de conversión AM/PM en los amplificadores de potencia final. También, se observa una cierta energía distribuida para frecuencias superiores e inferiores de la zona correspondiente a la señal chirp. La razón de este efecto es que el DDS no proporciona continuidad de fase en el cambio de pendiente y el PLL se desengancha momentáneamente en estos lugares. Este efecto no tiene ningún impacto, desde el punto de vista de sistema, dado que en recepción se enventana en el dominio del tiempo la zona deseada [Piper_1993]. También, es posible observar, en la figura 45, una cierta cantidad de 2º armónico debido al fenómeno comentado anteriormente. Sin embargo, se tiene una atenuación de prácticamente 60 dB para el caso del 2º armónico de la rampa deseada, tal como se aprecia en el marcador diferencial de la figura 45. Este nivel se hará aún más bajo gracias a la acción del correlador en recepción. De hecho, en la caracterización experimental del sistema completo no se apreciaron efectos adversos sobre las prestaciones del mismo que pudieran derivarse de estas componentes espectrales.
Figura 45. Espectro lejano del barrido de 450 MHz.
A continuación, se muestran las medidas correspondientes a las espurias y ruido de fase que se obtienen cuando se utiliza al DDS como referencia del PLL. Se presentan las medidas realizadas con ambos tipos de DDSs. Por un lado, el DDS Q2368 asociado a un factor de multiplicación de 64, y por otro, el AD9854 con un factor de multiplicación de 8, tal como se muestran en las figuras 14 y 15. En ambos casos, se ha hecho uso de un ancho de banda reducido, tal como se comentó anteriormente, de alrededor de 280 KHz. El efecto de cambiar el ancho de banda sobre el ruido de fase del PLL se muestra de forma magnificada en la figura 46. No debe dejar de resaltarse que lo ideal es tener siempre el ancho de banda más pequeño posible, compatible con la capacidad de generar las señales chirp con la pendiente deseada en el tiempo de retrazado, y con un margen de estabilidad razonable.
En la figura 47, se tiene el espectro cercano, span de 100 KHz, de la señal obtenida usando el DDS Q2368 como referencia del PLL. Como puede observarse, se tiene un nivel de espurias muy alto, prácticamente -52 dBc para el peor de los casos. Esto se traduce en un nivel de espurias a la entrada del PLL, salida del DDS, de -52dBc-20·log(64) = -88.12 dBc. Si lo comparamos con los niveles máximos teóricos previstos en el apartado 3.3, se ve que la medida es 8 dB peor. En la figura 48, se tiene para la misma frecuencia y span la salida del PPL cuando la referencia la proporciona el DDS AD9854. Como puede observarse, no se aprecia ninguna espuria en este span. Esto es una consecuencia del factor de división más bajo utilizado. Además, es posible observar como el nivel de ruido de fase obtenido es de -106 dBc/Hz, que es mucho más bajo que el obtenido (aproximadamente -95 dBc/Hz) para el caso anterior. De hecho, es ya difícil de distinguirlo del propio suelo de ruido del analizador de espectros.
Figura 47. Espectro de salida en banda UHF. DDS tipo Q2368 de Qualcomm y N=64. Span de 100 KHz
Figura 48. Espectro de salida en banda UHF. DDS tipo AD9854 de Analog Devices y N=8. Span de 100 KHz
En las figuras 49 y 50, se tienen estas medidas para un span mayor, 500 KHz, y en las figuras 51 y 52 para un span de 5 MHz. Del estudio de las mismas podemos sacar varias conclusiones. En primer lugar, hay que notar la gran cantidad y nivel de espurias que procedentes del Q2368 se ven a la salida. Algunas de ellas con un nivel aproximado de -55 dBc para el caso del Q2368. Sin embargo, con el AD9854 la cantidad y nivel de las mismas es menor. Las espurias más altas con el AD9854 se encuentran unos 15 dB por debajo de las del Q2368. Esto es consecuente con la reducción esperable de 18 dB debido al uso de un factor de multiplicación 8 veces menor. Con respecto al ruido de fase sucede lo mismo. De la figura 49, se obtiene un valor de aproximadamente -95 dBc/Hz a 100 KHz para el Q2368, frente a los - 108 dBc/Hz a 100 KHz para el AD9854 de la figura 50.
Debe resaltarse el hecho de que, pese a la clara mejora de ruido de fase y espurias obtenidas con el empleo de uno y otro DDS, siempre se han medido niveles de ruido de fase y espurias más altos que los esperables a partir de las consideraciones realizadas en los apartados 3.3 y 3.4. Sin embargo, cuando se han realizado medidas de los PLL utilizando señales de referencia limpias los resultados han sido los esperados. Cabe concluir que los DDS generan un nivel de ruido de fase y espurias más alto que el predicho en el apartado 3.3. Las conclusiones que se obtienen de las figuras 51 y 52 son equivalentes a las anteriores. El exceso de ruido de fase y espurias medido tiene que ser debido al ruido que introducen los conversores digitales analógicos, así como a la circuitería digital de control y programación de los DDS.
Figura 49. Espectro de salida en banda UHF. DDS tipo Q2368 de Qualcomm y N=64. Span de 500 KHz
Figura 50. Espectro de salida en banda UHF. DDS tipo AD9854 de Analog Devices y N=8. Span de 500 KHz.
Figura 51. Espectro de salida en banda UHF. DDS tipo Q2368 de Qualcomm y N=64. Span de 5 MHz
Figura 52. Espectro de salida en banda UHF. DDS tipo AD9854 de Analog Devices y N=8. Span de 500 KHz.
Como conclusión del empleo de uno u otro DDS, cabe decir lo siguiente: gracias al desarrollo de la tecnología digital es posible trabajar con mayores frecuencias en los DDS. Para la aplicación expuesta en esta Tesis Doctoral, esto se ha traducido en una reducción aproximada de 15 dB en el ruido de fase y espurias de la señal generada, gracias al empleo del DDS AD9854 que ha permitido reducir el factor de multiplicación de los PLL en un factor de 8. Aunque la reducción del ruido ha sido muy importante los resultados muestran que el factor limitante sigue siendo el DDS.
Sin embargo, no todo son ventajas a la hora de utilizar pastillas DDS más modernas. Muchas veces su alto nivel de integración puede inducirnos a utilizar funcionalidades de las mismas que degradan el resultado final. Un ejemplo adecuado de ello es que el AD9854 ofrece la posibilidad de introducir como señal de reloj una frecuencia menor (que la correspondiente al reloj necesario para obtener la frecuencia de salida deseada), y utilizar un PLL interno como multiplicador de frecuencia para obtener la señal de reloj necesaria. Se probó esta opción que permitiría en teoría reducir el costo de desarrollo y producción de un oscilador como el mostrado en el capítulo 4. Los resultados fueron muy negativos, ya que el ruido de fase a la salida se degradaba enormemente, incluso del orden de 25 dB en algunas frecuencias. Como ejemplo de ello, se muestra una medida del espectro de salida con y sin el PLL interno del DDS en la figura 53. La conclusión obvia es que para muchas aplicaciones que requieren altas prestaciones no siempre es posible aprovechar los altos niveles de integración actuales.
Por último, en la figura 54, y a efectos comparativos, se tiene el ruido de fase medido con el sistema descrito en [Ramírez_2002] para el caso del PLL con ancho de banda reducido. La razón del desarrollo de este sistema ha sido la falta de disponibilidad de un medidor de ruido de fase comercial, en el momento de la realización de la caracterización experimental aquí mostrada.
Figura 53. Comparación del ruido de fase al utilizar o no el PLL multiplicador interno del DDS tipo AD9854. La traza superior se corresponde con la utilización del mismo.
Figura 54. Medida del ruido de fase utilizando el medidor de ruido de fase desarrollado.
Este sistema esta basado en utilizar un discriminador de frecuencia, a partir de un mezclador y una línea de retardo. La señal de salida es proporcional a la frecuencia instantánea de la señal de entrada. La salida es amplificada y acondicionada adecuadamente, y posteriormente es digitalizada. Las muestras obtenidas son procesadas mediante Matlab, para obtener la densidad espectral de potencia del ruido de fase de la señal de entrada. El procesado consiste en la realización de una FFT y el escalado conveniente de la misma, en función del retardo de la línea y el desplazamiento en frecuencia, para representar ruido en fase en dBc/Hz. El diagrama de bloques del mismo se muestra en la figura 55.
Figura 55. Diagrama de bloques del sistema de medida de ruido de fase.
La expresión que relaciona las muestras obtenidas a la salida del convertidor analógico digital con la densidad espectral de potencia de ruido de fase es:
( )
(
(
(
( ))))
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·
·
/
·
m mDEP f
K abs fft y n
rad
Hz
f
φ
τ
=
(56)donde K es una función de la potencia de entrada al mezclador, de la ganancia de la cadena obtenida por la rama de la línea de retardo, del número de muestras capturadas, de la frecuencia de muestreo utilizada y del tipo de enventanado realizado.