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CAPÍTULO II: DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK

2.3 Convertidor del lado de la carga

2.3.1 Módulo de potencia

El inversor de fuente de tensión está equipado con interruptores totalmente controlados. En este caso se implementó un puente de IGBT, cuya selección apropiada envuelve dos puntos clave, ambos relacionados con mantener al dispositivo dentro de sus parámetros máximos durante la operación [12]:

 El primer criterio es que la corriente de pico de colector durante la operación, incluyendo cualquier sobrecarga de corriente, debe ser menor que 2 veces el valor de la corriente nominal.

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 El segundo criterio es que la temperatura de operación de la unión en el IGBT debe siempre mantenerse por debajo de la temperatura máxima en operación normal, incluyendo sobrecargas esperadas.

El inversor está formado básicamente por seis interruptores de potencia (IGBT), y seis diodos de libre circulación en antiparalelo con el objetivo de la devolución del reactivo, a fin de facilitar la estrategia de control del convertidor [8]. Adicionalmente se le añaden redes snubber para un mejor funcionamiento en las conmutaciones, reducir perdidas y evitar picos de voltaje que puedan dañar los dispositivos.

Los IGBT seleccionados deben soportar un voltaje pico de bloqueo inverso de 850V dado por la magnitud de tensión DC en el enlace y el valor pico de corriente depende de la corriente de carga y asciende a 65A. La frecuencia de conmutación fijada en 3kHz para reducir al mínimo las perdidas por este concepto sin afectar el voltaje rms de salida, está dada por la frecuencia de la señal portadora triangular del control SPWM bipolar.

2.4 Transformador de acoplamiento

Las condiciones de operación de los transformadores que alimentan los convertidores a semiconductores, poseen una serie de particularidades que deben ser consideradas durante el diseño y explotación de los mismos.

En los rectificadores las fases del enrollado secundario del transformador trabajan consecutivamente, por esto en cada instante el transformador se encuentra cargado asimétricamente y es necesario elegir un esquema de conexión de los enrollados que normalice la magnetización del núcleo y el equilibrio de las fuerzas magnetomotrices; a consecuencia de esto también las corrientes primarias y secundarias del transformador portarán una serie de componentes armónicas diferentes. [25]

Debido a las particularidades antes referidas, la capacidad nominal del transformador (30kVA) usado para acoplar el convertidor a la red, será la semisuma de las potencias totales de los enrollados primario y secundario según la ecuación (2.6).

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𝑆𝑛 =

𝑆1+ 𝑆2

2 (2.8)

Por último, la conexión seleccionada de sus devanados es Y-Δ, pues los problemas por componentes de tercer armónico desaparecen al ser consumidas por una corriente circulante en el devanado en Δ y además esta conexión es más estable cuando hay desbalance en las cargas, puesto que la Δ redistribuye parcialmente cualquier desbalance que ocurra. [26]

2.5 Sistema de control

El control en lazo cerrado utiliza realimentación para actuar sobre la anchura del pulso de disparo del transistor y mantener la salida constante. Es un método muy eficaz para que el sistema sea independiente de las posibles variaciones de los parámetros del convertidor (internos o externos); obviamente es más caro y requiere de circuitos integrados específicos para realizar el control. [27]

El sistema de control en lazo cerrado en modo de tensión, usado en este convertidor de dos etapas que se muestra en la figura 2.3, solo se limita al control del inversor de fuente de voltaje y se encuentra estructurado en dos bloques fundamentales: el bloque regulador de voltaje que toma el valor de la onda de voltaje en la carga y la compara con el valor de referencia, para luego accionar sobre el otro bloque con desempeño importante dentro del sistema que es el generador PWM discreto, encargado de emitir la señales de disparo al puente de IGBT (inversor).

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Las ventajas de este sistema de control están dadas por su facilidad de implementación mediante hardware y goza de gran flexibilidad; provee de una buena regulación de carga, pero sin embargo la regulación de línea es lenta, debido a que los cambios en la entrada deben manifestarse primero en la salida para poder ser corregidos. Por tanto, es posible usar componentes relativamente precisos para obtener el control adecuado y con óptimo funcionamiento. [27]

2.5.1 Regulador de voltaje

El funcionamiento del subsistema regulador de voltaje que se muestra en la figura 2.4, está basado en dos bloques principales: el controlador PI (proporcional-integral) y el lazo de seguimiento de fase o PLL (phase-locked loop), por sus siglas en inglés.

Figura 2.4 Diagrama de bloques del regulador de voltaje.

El propósito de la utilización del regulador, está en transformar los voltajes de salida del inversor en un marco de referencia rotativo dq0, donde los voltajes controlados son constantes en estado estable, el controlador PI actúa sobre los valores transformados, y los valores de salida del controlador son transformados de regreso al marco de referencia de origen.

2.5.1.1 Controlador

El controlador PI implementado en el convertidor como se muestra en la figura 2.5, es uno de los métodos más usados para el control en lazo de un sistema.

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Figura 2.5 Diagrama de bloques del controlador PI.

El algoritmo de cálculo de este control se basa en dos parámetros distintos: el proporcional y el integral. El valor proporcional determina la reacción del error actual y seguidamente el valor integral genera una corrección proporcional a la integral del error, asegurándose con esto que, aplicando un esfuerzo de control suficiente, el error de seguimiento se reduce a cero; su función de transferencia está dada por la siguiente ecuación [28]:

𝐺(𝑠) =𝐾𝑖[1 + (𝐾𝑝/𝐾𝑖)𝑠]

𝑠 (2.9)

Donde Kp es la constante proporcional y Ki es la constante de integración. Para este convertidor, el controlador solo está habilitado para actuar modificando el ancho de pulso de la onda de referencia de 50Hz, pues el número de pulsos se establece de forma constante por medio de la frecuencia de la onda portadora.

La desventaja de este controlador está dada en las no-linealidades introducidas en la transformación de los valores al marco de referencia rotativo y la disminución entonces del óptimo desempeño del método de control. La ventaja consiste en que su funcionamiento es bastante simple y por lo tanto su implementación es muy práctica, además de poseer una rápida respuesta ante cualquier perturbación en el sistema y ser capaz de eliminar el error en estado estable con suma rapidez, generando en el sistema tiempos de establecimientos muy pequeños. [28]

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2.5.1.2 PLL

El PLL es el encargado de proporcionar el ángulo necesario para las transformaciones vectoriales del sistema trifásico a los ejes de coordenadas rotatorios directo d y cuadratura q [29]. El diagrama de la estructura del PLL se muestra en la figura 2.6.

Figura 2.n Diagrama del lazo de seguimiento de fase (PLL).

2.5.2 Generador PWM

Para controlar los pulsos de disparo del inversor se usó la técnica SPWM bipolar. Esta modulación genera la inversión de voltaje utilizando un tren de pulsos cuyo ancho depende del tiempo y del nivel de tensión deseado en la salida. La integración en el tiempo de este tren de pulsos representa una señal sinusoidal y se conoce también como triangular carrier-based sinusoidal PWM (CB-SPWM) o método de sub-oscilación, el que fue propuesto en la década de los años sesenta. El tren de pulsos se forma por la comparación de una portadora triangular a una frecuencia específica con tres señales sinusoidales de referencia y desfasadas 120° entre sí (figura 2.7). A esta relación se le denomina índice de modulación en amplitud según epígrafe 1.4 y su valor está dado por la siguiente expresión [30]:

𝑀 = 𝐴𝑟

𝐴𝑝 (2.10)

Donde Ar es la amplitud de la onda de referencia y Ap la amplitud de la onda portadora.

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Figura 2.7 Modulación SPWM Bipolar.

El generador PWM discreto de MATLAB que se muestra en la figura 2.8, utilizado en el inversor, produce seis señales de pulsos con modulación SPWM bipolar, entre dos niveles que son 1 y -1 a una frecuencia portadora de 3kHz y 50Hz de referencia, generando 30 pulsos por cada medio ciclo según la ecuación:

𝑝 = 𝑓𝑝

2𝑓𝑟 (2.11)

Donde fp es la frecuencia de la onda portadora y fr la frecuencia de la onda de referencia.

La tensión de salida del inversor está ajustada a 380Vrms con una frecuencia de 50Hz. Los límites de ajuste están impuestos por esta tensión, y por el índice de modulación según la ecuación (2.12), siempre que se encuentre trabajando en la zona lineal (M ≤ 1); de esta forma se pretende obtener un índice de modulación en amplitud de 0.7 y reducir al máximo el número de conmutaciones en los dispositivos.

𝑉01= 𝑀 ∙ 𝑉𝐷𝐶 (2.12)

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Figura 2.8 Generador PWM discreto.

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