Diseño de un sistema de captación de energía de señales WIFI

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(1)UNIVERSIDAD POLITÉCNICA DE MADRID ESCUELA TÉCNICA SUPERIOR DE INGENIEROS DE TELECOMUNICACIÓN. GRADO EN INGENIERÍA DE TECNOLOGÍAS Y SERVICIOS DE TELECOMUNICACIÓN. TRABAJO FIN DE GRADO. DISEÑO DE UN SISTEMA DE CAPTACIÓN DE ENERGÍA DE SEÑALES WIFI. Álvaro Prieto Poyatos. 2019.

(2) TÍTULO:. DISEÑO DE UN SISTEMA DE CAPTACIÓN DE ENERGÍA DE SEÑALES WIFI. AUTOR:. Álvaro Prieto Poyatos. TUTOR:. Jesús Grajal de la Fuente. DEPARTAMENTO: Señales, Sistemas y Radiocomunicaciones. MIEMBROS DEL TRIBUNAL CALIFICADOR. PRESIDENTE: VOCAL: SECRETARIO: SUPLENTE:. FECHA DE LECTURA: CALIFICACIÓN:.

(3) UNIVERSIDAD POLITÉCNICA DE MADRID ESCUELA TÉCNICA SUPERIOR DE INGENIEROS DE TELECOMUNICACIÓN. GRADO EN INGENIERÍA DE TECNOLOGÍAS Y SERVICIOS DE TELECOMUNICACIÓN. TRABAJO FIN DE GRADO. DISEÑO DE UN SISTEMA DE CAPTACIÓN DE ENERGÍA DE SEÑALES WIFI. Álvaro Prieto Poyatos. 2019.

(4) RESUMEN DEL PROYECTO:. En este proyecto se va a diseñar un circuito rectificador capaz de generar señal continua a partir de energı́a electromagnética del ambiente. Este dispositivo se denomina “rectenna”, acrónimo de “rectifier” + “antenna”, y permite transformar las señales electromagnéticas en señal continua (DC). El dispositivo rectificador es un diodo Schottky de alta eficiencia para maximizar la transformación de radiofrecuencia (RF) en señal continua. Este tipo de dispositivos se encuentran dentro del ámbito de “Energy Harvesting”, que consiste en recolectar la energı́a del entorno para utilizarla como alimentación de determinados circuitos. La potencia que pueden generar estos circuitos no es muy elevada por lo que solo sirve para los dispositivos cuyo consumo eléctrico sea bajo y, por eso, se utiliza en electrónica de baja potencia. El esquema de la “rectenna” es una antena, un filtro paso bajo que adapta la impedancia de la antena al diodo, un elemento rectificador (diodo) y un filtro paso bajo que entrega la potencia de DC a una carga o a un elemento almacenador de energı́a. El criterio de diseño será maximizar la eficiencia de conversión y el ancho de banda de los circuitos de RF. El circuito rectificador, incluida la antena, se fabricará sobre tecnologı́a planar.. PALABRAS CLAVE: “Energy Harvesting”, Rectificador, Schottky, “rectenna”..

(5) SUMMARY:. The objective of this project is to design a rectifier circuit able to generate continuous signal based on environment electromagnetic energy. This device is called “rectenna”, acronym of rectifier and antenna. The device can transform the electromagnetic waves into continuous signal (DC). The rectifier element is a high-efficiecy Schottky diode to maximize the transformation of RF to DC. This type of devices are located into the ambit of “energy harvesting”. It consists in collecting the energy from the environment to be used as supply of specific circuits. The power that this type of circuits can generate is low. Because of this, the circuit is only valid for devices with low power consumption. The rectenna is composed by an antenna, a low pass filter that adapts the impedance of the antenna to the rectifier circuit, the rectifier circuit (diode + low pass filter) and a resistance, where the DC is consumed. The design criterion is maximize the conversion efficiency and the bandwidth of the circuit of RF. The circuit will be designed in planar technology.. KEY WORDS: “Energy Harvesting”, Rectifier, Schottky, “rectenna”..

(6) Índice general 1. Introducción. 1. 1.1. Sistema a diseñar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 2. 1.1.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 2. 1.1.2. Elemento rectificador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 3. 1.1.3. Eficiencia del sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 5. 1.1.4. Fuentes de pérdidas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 6. 1.1.5. Diseño del sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 7. 2. Lı́nea de transmisión coplanar. 8. 2.1. Simulación con CST . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 9. 2.2. Simulación con ADS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11 3. Dipolo. 13. 3.1. Simulación con Momentum . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14 3.2. Simulación con CST . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 3.2.1. Simulación con el puerto en guı́a. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18. 3.3. Conclusión . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 4. Circuito rectificador. 21. 4.1. Rectificador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 4.2. Filtro paso bajo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 4.3. Resistencia de carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 4.4. Circuito rectificador completo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 5. Filtro de adaptación paso bajo. 27. i.

(7) 6. Circuito completo. 31. 6.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31 6.2. Simulación con ADS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32 6.2.1. Impedancia de entrada y coeficiente de reflexión . . . . . . . . . . . 33 6.2.2. Tensión en la resistencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34 6.2.3. Eficiencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34 6.2.4. Análisis de las señales de tensión y corriente . . . . . . . . . . . . . 35 7. Fabricación y caracterización. 37. 7.1. Dipolo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 7.1.1. Dipolo de 25.5 mm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38 7.1.2. Dipolo de 22.5 mm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39 7.1.3. Dipolo de 24.15 mm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40 7.1.4. Comparación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40 7.1.5. Conclusión . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41 7.2. Filtro . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42 7.3. Rectificador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 8. Conclusiones. 48. Bibliografı́a. 49. A. Aspectos importantes. 50. A.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50 A.2. Descripción de impactos relevantes relacionados con el proyecto . . . . . . 50 A.3. Análisis detallado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 A.4. Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 B. Presupuesto económico. 52. C. Variaciones en las condiciones de la lı́nea coplanar. 53. C.1. Variación de las condiciones de contorno . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53 C.2. Variación del tamaño del puerto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54. ii.

(8) D. Recorte en la conexión del dipolo. 56. E. Análisis del rectificador con elementos concentrados. 57. F. Código MATLAB para filtros de Chebyshev. 59. G. Simulación de la influencia del conector SMA en el dipolo. 61. H. Parámetro S11 del rectificador. 63. I. Hoja de especificaciones del diodo SMS7630. 64. iii.

(9) Índice de figuras 1.1.. Bandas ISM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 1. 1.2.. Esquema básico de un sistema de “Energy Harvesting” . . . . . . . . . . .. 2. 1.3.. Esquema detallado de un sistema de “Energy Harvesting” . . . . . . . . .. 2. 1.4.. Curva IV de un diodo genérico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 3. 1.5.. Modelo equivalente del diodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 4. 1.6.. Relación entre la eficiencia y las pérdidas de conversión . . . . . . . . . . .. 6. 1.7.. Diseño del sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 7. 2.1.. Planta de la lı́nea coplanar [mm] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 8. 2.2.. Perfil de la lı́nea coplanar [mm] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 8. 2.3.. Vista 3D de la lı́nea coplanar en CST . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 9. 2.4.. Condiciones de contorno de la lı́nea coplanar en CST . . . . . . . . . . . .. 9. 2.5.. Resultados de la lı́nea coplanar en CST . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10. 2.6.. Modelo de la lı́nea en ADS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11. 2.7.. Modelo de la lı́nea en Momentum . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11. 2.8.. Estructura de la lı́nea en Momentum . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11. 2.9.. Comparación del Parámetro S11 en las tres simulaciones . . . . . . . . . . 12. 3.1.. Dimensiones del Dipolo [mm] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13. 3.2.. Layout del dipolo en Momentum . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14. 3.3.. Esquema del sustrato en Momentum . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14. 3.4.. Simulación del dipolo en Momentum . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15. 3.5.. Vista 3D del dipolo en CST (puerto discreto) . . . . . . . . . . . . . . . . 15. 3.6.. Condiciones de contorno del dipolo en CST (puerto discreto) . . . . . . . . 16. 3.7.. Parámetro S11 del dipolo en CST (puerto discreto) . . . . . . . . . . . . . 16 iv.

(10) 3.8.. Impedancia del dipolo en CST (puerto discreto) . . . . . . . . . . . . . . . 16. 3.9.. Parámetro S11 del dipolo reducido en CST (puerto discreto) . . . . . . . . 17. 3.10. Impedancia del dipolo reducido en CST (puerto discreto) . . . . . . . . . . 17 3.11. Modelo del dipolo en CST (puerto en guı́a). . . . . . . . . . . . . . . . . . 18. 3.12. Condiciones de contorno del dipolo en CST (puerto en guı́a) . . . . . . . . 18 3.13. Parámetro S11 del dipolo en CST (puerto en guı́a) . . . . . . . . . . . . . . 19 3.14. Parámetro S11 del dipolo reducido en CST (puerto en guı́a) . . . . . . . . 19 4.1.. Esquema del circuito rectificador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21. 4.2.. Gráficas IV del diodo Skyworks SMS7630. 4.3.. Diseño del filtro paso bajo con elementos concentrados y con elementos distribuidos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23. 4.4.. Parámetro S21 del filtro paso bajo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23. 4.5.. Circuito rectificador realizado con elementos distribuidos . . . . . . . . . . 24. 4.6.. Comparativa de eficiencias del rectificador . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26. 5.1.. Esquema del sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27. 5.2.. Esquema de la topologı́a del filtro . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27. 5.3.. Filtro paso bajo con elementos concentrados . . . . . . . . . . . . . . . . . 29. 5.4.. Parámetros S21 y S11 del filtro con elementos concentrados . . . . . . . . . 29. 5.5.. Filtro paso bajo con elementos distribuidos . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30. 5.6.. Comparación de los parámetros S21 y S11 del filtro . . . . . . . . . . . . . 30. 5.7.. Zoom del parámetro S21 del rizado del filtro . . . . . . . . . . . . . . . . . 30. 6.1.. Layout del sistema completo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31. 6.2.. Esquema en ADS del sistema completo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32. 6.3.. Adaptación a la entrada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33. 6.4.. Tensión en la resistencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34. 6.5.. Eficiencia del sistema completo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35. 6.6.. Señales en el punto inicial del circuito . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35. 6.7.. Señales en el punto medio del circuito . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36. 6.8.. Señales en el punto final del circuito . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36. 7.1.. Dipolo fabricado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 v. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22.

(11) 7.2.. Parámetro S11 del dipolo de 25.5 mm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38. 7.3.. Influencia del FOAM en el dipolo (Parámetro S11 ) . . . . . . . . . . . . . . 39. 7.4.. Parámetro S11 del dipolo de 22.5 mm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39. 7.5.. Parámetro S11 del dipolo de 24.15 mm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40. 7.6.. Parámetro S11 de todos los dipolos medidos . . . . . . . . . . . . . . . . . 41. 7.7.. Comparativa de las distintas longitudes de los dipolos en CST . . . . . . . 41. 7.8.. Filtro fabricado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43. 7.9.. Parámetros S del filtro paso bajo adaptado . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43. 7.10. Rectificador fabricado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 7.11. Tensión en la resistencia con distintas impedancias de la sonda . . . . . . . 44 7.12. Comparación del voltaje al variar distintos parámetros . . . . . . . . . . . 45 7.13. Comparación del voltaje . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 7.14. Voltaje en la resistencia al variar la frecuencia para una potencia fija . . . 46 7.15. Comparación de la eficiencia al variar distintos parámetros . . . . . . . . . 46 7.16. Comparación de eficiencias . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47 8.1.. Circuito completo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48. C.1.. Condición de contorno de la lı́nea utilizando pared magnética en el puerto. C.2.. Condiciones de contorno de la lı́nea sin utilizar pared magnética en el puerto 54. C.3.. Variación de los parámetros S al modificar las condiciones de contorno de la lı́nea . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54. C.4.. Variación de tamaño del puerto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55. C.5.. Variación del parámetro S11 al modificar el tamaño del puerto . . . . . . . 55. D.1.. Vista del recorte del dipolo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56. D.2.. Variación del parámetro S21 al modificar el tamaño del puerto . . . . . . . 56. E.1.. Circuito rectificador basado en elementos concentrados . . . . . . . . . . . 57. E.2.. Eficiencia del rectificador con elementos concentrados . . . . . . . . . . . . 58. G.1.. Modelo 3D del dipolo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61. G.2.. Zoom del conector SMA en el dipolo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62. G.3.. Comparación del parámetro S11 relativo a la utilización de SMA . . . . . . 62. vi. 53.

(12) H.1.. Parámetro S11 del rectificador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63. vii.

(13) Índice de Tablas 1.1. Eficiencias conseguidas en función de la banda . . . . . . . . . . . . . . . .. 5. 2.1. Anchos entre mı́nimos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12 3.1. Resumen de resultados de los distintos dipolos simulados . . . . . . . . . . 20 4.1. Resultados de la simulación del rectificador con elementos distribuidos . . . 25 6.1. Resultados de la simulación del circuito completo . . . . . . . . . . . . . . 32 7.1. Resumen de resultados de los distintos dipolos simulados y medidos . . . . 42 E.1. Resultados de la simulación del rectificador con elementos concentrados . . 58. viii.

(14) Capı́tulo 1 Introducción En el entorno, se pueden encontrar distintos tipos de fuentes de energı́a. Algunos de estos tipos de energı́a podrı́an ser luz ambiente, vibraciones del aire o las radiaciones electromagnéticas que se encuentran en el ambiente. Si uno se para a pensarlo, hay gran cantidad de energı́a “desaprovechada” alrededor, por lo que la posibilidad de captar esta energı́a permitirı́a reducir el tamaño de las baterı́as o eliminarlas de ciertos dispositivos. En los últimos años, el uso de pequeños sensores que se deben comunicar de forma inalámbrica (IoT) ha producido que sea necesario buscar una forma alternativa y eficiente de alimentar estos dispositivos. La idea de transferir energı́a de forma inalámbrica no es nueva. Desde el siglo XIX, Tesla ya intentó transferir energı́a entre dos puntos sin ninguna conexión fı́sica [11]. “Energy Harvesting” hace referencia al hecho de extraer la energı́a que se encuentra en el entorno. Dependiendo de la fuente que se vaya a usar, el sistema de “recolección” es distinto. En el caso del presente proyecto, se va a utilizar un sistema de captación de energı́a electromagnética en la banda ISM de 2.4 GHz. Las bandas ISM (Industrial, Scientific and Medical) son bandas de radio reservadas internacionalmente para el uso de energı́a de radiofrecuencia (RF) con distintos fines. En la figura 1.1 se muestran las distintas bandas ISM que existen.. Figura 1.1: Bandas ISM. 1.

(15) 1.1. Sistema a diseñar. Introducción. La utilización de la frecuencia de 2.4 GHz en este proyecto tiene varios motivos, el principal es que la mayorı́a de los sistemas WiFi que se encuentran en la actualidad están en esta banda. Si bien es cierto que, recientemente, la señal WiFi se ha comenzado a utilizar en la banda de 5.8 GHz, la mayorı́a de los sistemas WiFi y, por tanto, de donde se pretende extraer más energı́a, sigue estando en 2.4 GHz. Los anchos de banda que tienen este tipo de bandas no son muy grandes, lo que facilita el diseño de los circuitos ya que, cuanto mayor es el ancho de banda, mayor complejidad tiene su diseño. Por otro lado, la frecuencia de 2.4 GHz permite que los circuitos que se diseñan no tengan un gran tamaño lo que facilita su implementación en dispositivos pequeños como los sensores.. 1.1. 1.1.1.. Sistema a diseñar Introducción. El sistema para “Energy Harvesting” se basa, fundamentalmente, en utilizar un sistema rectificador que transforme las ondas electromagnética en señal continua (DC). Todos los dispositivos de la actualidad se deben alimentar con señal continua, y es por eso que la última finalidad de el dispositivo es conseguir la señal continua. El esquema básico se muestra en la figura 1.2.. Figura 1.2: Esquema básico de un sistema de “Energy Harvesting”. Los circuitos de “Energy Harvesting” (para energı́a electromagnética) se basan en la utilización de semiconductores rectificadores con distintas topologı́as con el fin de transformar la energı́a proveniente de la radiofrecuencia (RF) en señal continua (DC). En general, el elemento rectificador que se va a utilizar es un diodo Schottky debido a su baja tensión de codo y baja capacitancia con respecto a cualquier otro semiconductor de unión pn [12]. El esquema más detallado de un sistema de “Energy Harvesting” se encuentra en la figura 1.3.. Figura 1.3: Esquema detallado de un sistema de “Energy Harvesting”. 2.

(16) 1.1. Sistema a diseñar. Introducción. El funcionamiento del circuito es el siguiente: la señal de RF debe recorrer el circuito hasta llegar al rectificador, que transforma la señal en continua (DC). En el rectificador se genera la componente continua y los armónicos de la señal de RF. Los filtros se encargan de que la señal de DC y los armónicos no regresen a la antena y de que la señal de RF y los armónicos no lleguen hasta donde se consume la continua (resistencia). La potencia de la señal de RF recibida por la antena depende del entorno en el que se encuentre y responde a la ecuación 1.1, donde S es la densidad de potencia del campo. La densidad de potencia existente dependerá del número de emisores que haya en esa banda y de lo lejos que estén [6]. Pr = S · AEf f = S ·. 1.1.2.. λ2 G 4π. (1.1). Elemento rectificador. El eje fundamental de los circuitos para este tipo de aplicaciones es el rectificador. Los diodos son elementos no lineales como se observa en la figura 1.4. Esta curva se puede separar en 2 regiones principales: directa e inversa. En la imagen 1.4 se encuentran dichas regiones marcadas. En la región de directa, que es en la que se va a trabajar, el voltaje y la corriente se pueden considerar linealmente dependientes (para V > VF ). La corriente que puede generar el diodo viene dada por la ecuación 1.2.. Figura 1.4: Curva IV de un diodo genérico. qV V D D nkT I = IS e = IS e nVT. 3. (1.2).

(17) 1.1. Sistema a diseñar. Introducción. donde: n = coeficiente de emisión del diodo (factor de idealidad) k = Constante de Boltzman = 1.38 · 10−23 [J/K] T = Temperatura [K] q = Carga del electrón = 1.6 · 10−19 [C] VD = Tensión en el diodo [V] Is = Corriente de saturación [A] Cuando el diodo se usa como rectificador, el voltaje máximo de continua (DC), e idóneo, que se puede obtener está determinado por la ecuación 1.3, que depende directamente de la tensión de inversa (VBR ). Esto ocurre porque la tensión de continua limita la amplitud pico-pico máxima de la señal de RF. En el caso en el que la señal de RF sea simétrica (mayorı́a de los casos), es decir, que no tiene componente continua, el máximo voltaje pico-pico que puede tomar la señal es VBR . Por tanto, la potencia máxima de DC que se puede obtener de un un diodo es la que aparece en la ecuación 1.4, siendo RL la resistencia de carga del diodo que se muestra en el esquema de la figura 1.4. La impedancia del diodo varı́a en función de la frecuencia y de la potencia de entrada, por lo que se utiliza un modelo equivalente (figura 1.5). En el modelo, RS es la resistencia serie, Cj la capacidad de la unión, Rj la resistencia de la unión e Isat la corriente de saturación. VBR VF + VBR ' 2 2 2 V PDCmax = BR 4RL. VDCmax =. (a) pequeña señal. (b) gran señal. Figura 1.5: Modelo equivalente del diodo. 4. (1.3) (1.4).

(18) 1.1. Sistema a diseñar. 1.1.3.. Introducción. Eficiencia del sistema. Además de la potencia que se puede obtener de un circuito recolectador de energı́a, también es importante analizar su eficiencia, es decir, cuanta potencia de RF de la que entra al circuito se puede transformar en DC. Se definen dos tipos de eficiencia: la total (ecuación 1.5) y la de conversión (ecuación 1.6). La potencia de DC (ecuación 1.7) se corresponde con la potencia en bornas de la resistencia RL y la potencia de entrada con la que capta la antena del ambiente. PDC. ηtotal = ηconversión. Pentrada PDC = Pentrada − Pref lejada. PDC =. 2 VDC RL. (1.5) (1.6) (1.7). La potencia que se refleja se debe a la falta de adaptación de impedancia existente entre el generador y el diodo. Esto ocurre porque la impedancia del diodo es variable en función de la potencia de entrada y eso hace difı́cil adaptar completamente el circuito a un rango amplio de potencias. Para las futuras simulaciones el parámetro que se utilizará es el de la eficiencia total (ecuación 1.5). En el artı́culo [12] se analizan las eficiencias que se han conseguido con distintos tipos de circuitos. En la tabla 1.1 se muestra un resumen de las eficiencias conseguidas según la banda utilizada. Frecuencia 900 MHz 2.4 GHz 5.8 GHz >5.8 GHz. Eficiencia 1 - 69 % 2 - 90.6 % 18 - 82.7 % 4.5 - 70 %. Tabla 1.1: Eficiencias conseguidas en función de la banda. 5.

(19) 1.1. Sistema a diseñar. 1.1.4.. Introducción. Fuentes de pérdidas. Existen varios efectos que hacen que la potencia se vaya perdiendo a lo largo del circuito. Las fuentes más importantes de pérdidas en el circuito son las siguientes [12]: Tensión de codo y tensión de inversa. Si la tensión que incide sobre el diodo no es la suficiente como para sobrepasar la tensión de codo del diodo, el diodo no funcionará correctamente y, por tanto, el circuito rectificador no realizará su función. Por otra parte, la tensión de inversa (VBR ) limita la potencia máxima que puede atravesar el circuito. Como se indicaba en la ecuación 1.3, la potencia de DC máxima que se consigue, es cuando el voltaje de la señal de entrada (pico-pico) no supera la tensión de inversa (VBR ). Por tanto, cuando la señal de entrada tiene un voltaje mayor que ese, el diodo se satura. Eso disminuye la eficiencia del diodo y, por ende, la del dispositivo completo. En la figura 1.6 se encuentran los principales efectos que hacen variar la eficiencia del circuito.. Figura 1.6: Relación entre la eficiencia y las pérdidas de conversión. Adaptación de impedancias. Como se ha comentado anteriormente, la impedancia del diodo varı́a en función de la potencia que le incide, por lo que no se puede adaptar el circuito a un rango amplio de potencias de entrada. Sı́ que es posible optimizar la impedancia para una potencia de entrada determinada o para un pequeño rango de ellas. Esta desadaptación de impedancias ocasionará pérdidas en el sistema. Elementos Parásitos: este tipo de elementos también provocan una disminución de la eficiencia. Un ejemplo de ellos es la resistencia equivalente serie del diodo (figura 1.5). Esto se debe a que, como todo dispositivo, tiene asociadas unas pérdidas intrı́nsecas. Otro ejemplo de pérdida serı́a la que proviene del sustrato al no ser ideal. Armónicos: el diodo, al ser un elemento no lineal, produce que parte de la energı́a de RF que le llega se transforme en señales de tonos armónicos, lo cual reduce la porción de DC que se genera y ello disminuye la eficiencia que se puede conseguir.. 6.

(20) 1.1. Sistema a diseñar. 1.1.5.. Introducción. Diseño del sistema. En este proyecto se va a utilizar como base para el diseño el que se utiliza en el artı́culo [8]. La “rectenna” va a estar diseñada en tecnologı́a planar (circuito impreso en cobre). El circuito se va a realizar sobre una lı́nea de transmisión coplanar que se va a analizar en el capı́tulo 2. El circuito se compone de varias partes (figura 1.3) que se irán diseñando y analizando a lo largo del proyecto. Estas partes son: la antena (capı́tulo 3), el filtro de adaptación paso bajo (capı́tulo 5) y el circuito rectificador (capı́tulo 4). En la figura 1.7 se encuentra como serı́a el circuito completo (capı́tulo 6). Para el diseño se van a utilizar los simuladores CST y ADS.. Figura 1.7: Diseño del sistema. 7.

(21) Capı́tulo 2 Lı́nea de transmisión coplanar En primer lugar, se va a caracterizar la lı́nea sobre la que se va a trabajar con el fin de determinar su impedancia y tener un modelo válido para los siguientes capı́tulos. Se trata de dos lı́neas coplanares impresas sobre el dieléctrico Rogers RT/duroid 5880. Este sustrato tiene una permitividad relativa de 2.2 (εr = 2.2). Se ha decidido utilizar un grosor de 0.254 mm. Sobre este sustrato se imprimirán las lı́neas coplanares con cobre de un grosor de 0.03556 mm. Las lı́neas están separadas 0.8 mm y su anchura es de 2.65 mm. El esquema de las lı́neas queda, por tanto, de la forma que muestra las figuras 2.1 y 2.2.. Figura 2.1: Planta de la lı́nea coplanar [mm]. Figura 2.2: Perfil de la lı́nea coplanar [mm]. 8.

(22) 2.1. Simulación con CST. Lı́nea de transmisión coplanar. Además de las lı́neas, siguiendo el diseño utilizado en [8], existe un plano de masa a una distancia de 0.2λ0 (longitud de onda en el vacı́o). Como la frecuencia de diseño es de 2.4 GHz, y λ0 = c/f , el plano de masa está situado a 25 mm (0.2λ0 ) del dieléctrico. Una vez que se tienen todos los datos correspondientes a la estructura se procede a realizar una simulación en CST.. 2.1.. Simulación con CST. La simulación en CST se ha llevado a cabo siguiendo el modelado de la figura 2.3. Se ha utilizado un puerto en guı́a para simular la estructura. Las condiciones de contorno necesarias para simular este tipo de lı́nea, con el puerto en guı́a, son las que se observan en la figura 2.4 (pared magnética en los puertos y abierto en el resto). El puerto en guı́a debe incluir el plano de masa aunque, de no incluirlo, el resultado no variarı́a significativamente. En el apéndice C se puede ver con más detalle los efectos de variar el tamaño del puerto o las condiciones de contorno de la lı́nea.. Figura 2.3: Vista 3D de la lı́nea coplanar en CST. Figura 2.4: Condiciones de contorno de la lı́nea coplanar en CST. 9.

(23) 2.1. Simulación con CST. Lı́nea de transmisión coplanar. En la figura 2.5 (a) se pueden observar los parámetros S de la lı́nea. La lı́nea está adaptada para todas las frecuencias a las que se ha simulado y, por tanto, hay transmisión a todas las frecuencias, que es lo esperado. Esto ocurre porque las impedancias de los puertos son, por defecto, iguales a las de la impedancia caracterı́stica de la lı́nea. De la figura 2.5 (b) se obtiene el valor de la impedancia caracterı́stica de la linea(157.99 Ω), que se utilizará mas adelante. De la simulación también se puede extraer la εef f que es de 1.187. A través del modelo teórico proporcionado en el artı́culo [8], se puede calcular la impedancia caracterı́stica de una lı́nea de estas caracterı́sticas: 120π Z0 = q. π. ef f +1 2. s 0. k =. ln. . 1−. . (2.1). √ 1+√k0 2 1− k0. s s + 2w. 2 (2.2). En estas ecuaciones, “s” se corresponde con la separación entre lı́neas (0.8mm) y “w” con el ancho de las lı́neas (2.65 mm). Utilizando las ecuaciones 2.1 y 2.2 se obtiene un valor para la impedancia de 165.87 Ω. La diferencia entre el valor del modelo teórico y la simulada solo varı́a en un 4 % por lo que se puede considerar un valor lo bastante acertado.. (a) Parámetros S. (b) Impedancia. Figura 2.5: Resultados de la lı́nea coplanar en CST. 10.

(24) 2.2. Simulación con ADS. 2.2.. Lı́nea de transmisión coplanar. Simulación con ADS. Se ha utilizado también el simulador ADS, tanto con su modelo circuital como con la herramienta Momentum, porque se utilizará en los capı́tulos siguientes y se necesita que el modelo de la lı́nea en este simulador sea el correcto. También permite comparar los resultados de CST y verificarlos. La figura 2.6 se corresponde con el modelo circuital de la lı́nea y la figura 2.7 con el modelo realizado con la herramienta Momentum. En el modelo circuital, las condiciones de la lı́nea (sustrato, distancia al plano de masa,etc) están contenidas en el elemento ”SSSub”de la figura 2.6. Para la simulación con Momentum, la estructura de la lı́nea se encuentran en la figura 2.8.. Figura 2.6: Modelo de la lı́nea en ADS. Figura 2.7: Modelo de la lı́nea en Momentum. Figura 2.8: Estructura de la lı́nea en Momentum. 11.

(25) 2.2. Simulación con ADS. Lı́nea de transmisión coplanar. Las condiciones en las que se ha simulado son las mismas que las que se han usado en CST y, con el fin de compararlos, se ha normalizado en todos los simuladores a una impedancia de puerto de 50 Ω. La longitud del tramo de lı́nea que se han elegido para analizar los resultados es de 30 mm. En la figura 2.9 se muestra una comparación de los tres resultados que se han obtenido. Aunque el resultado no es exactamente el mismo lo importante es que la distancia entre los mı́nimos sea aproximadamente igual. Esto implica que el parámetro β (constante de fase) está bien calculado y que, por tanto, los modelos son equivalentes. La separación entre los mı́nimos no es exactamente la misma (Tabla 2.1), pero se considera que son lo suficientemente próximos validar el modelo.. 0 -10. Magnitude (dB). -20 -30 -40 -50 -60 ADS circuital CST Momentum. -70 -80 0. 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. Frequency (GHz). Figura 2.9: Comparación del Parámetro S11 en las tres simulaciones. Simulador ADS Circuital CST Momentum. Ancho entre mı́nimos [GHz] 4.4 4.56 4.7. Tabla 2.1: Anchos entre mı́nimos. 12.

(26) Capı́tulo 3 Dipolo Como antena se va a utilizar un dipolo λ/2. Para el diseño se ha utilizado como base la lı́nea coplanar del capı́tulo 2. La longitud de cada brazo del dipolo es de λg /4. λg (λ del medio) varı́a en función de su permitividad (εef f ) y se calcula con la ecuación 3.1. Sabiendo que εef f = 1.187 (capı́tulo 2) y que la frecuencia de resonancia es 2.4 GHz, se obtiene una λg de 113.6 mm y, por tanto, la longitud de cada brazo debe ser de 28.4 mm. λ0 c = λg = √ f εef f εef f. (3.1). Al igual que la lı́nea, el dipolo tiene un plano de masa separado 25 mm (0.2λ0 ). Este plano de masa permite anular la radiación en el plano posterior y mejorar la directividad. Además, de esta forma se facilita el poder unir el dipolo con el resto del sistema que será diseñado y fabricado utilizando dicha lı́nea de transmisión. El esquema final viene detallado en la figura 3.1. La razón de recortar las esquinas, se debe a que mejora la adaptación de la antena (apéndice D).. Figura 3.1: Dimensiones del Dipolo [mm]. Una vez que se tiene el esquema de las dimensiones del dipolo, se va a simular tanto en CST como con la herramienta Momentum de ADS. 13.

(27) 3.1. Simulación con Momentum. 3.1.. Dipolo. Simulación con Momentum. La simulación con Momentum parte del layout que se muestra en la figura 3.2. La simulación se realiza con un puerto de 50 Ω de impedancia. El área del dieléctrico es un rectángulo de 68 x 15 mm que está representado por la zona azul de la figura 3.2. El esquema del medio de transmisión se especifica en la figura 3.3. Como se indicaba al principio del capı́tulo, tiene la misma estructura que la lı́nea del capı́tulo 2. Las dimensiones del dipolo son las que se han indicado en la figura 3.1.. Figura 3.2: Layout del dipolo en Momentum. Figura 3.3: Esquema del sustrato en Momentum. En la figura 3.4 se encuentra el resultado de la simulación. La longitud de los brazos de los dipolos se ha tenido que reducir de 28.4 mm hasta 25.5 mm para hacer que la frecuencia de resonancia sea de 2.4 GHz. Para determinar la impedancia del dipolo se ha utilizado la ecuación 3.2. S11 =. Zd − Z0 Zd + Z0. (3.2). Despejando de la ecuación 3.2 el valor de Zd y teniendo en cuenta que el valor de S11 ya se tiene de la simulación (figura 3.4), y que el valor de Z0 = 50 Ω (impedancia del puerto), se obtiene que el valor de la impedancia del dipolo para la frecuencia de 2.4 GHz es de 59.7 − j5.4 Ω (figura 3.4 (b)).. 14.

(28) 3.2. Simulación con CST. Dipolo. (a) Parámetro S11. (b) Impedancia. Figura 3.4: Simulación del dipolo en Momentum. 3.2.. Simulación con CST. El dipolo se ha simulado también en CST para ası́ verificar si el resultado de ADS es correcto. El modelado es el que se muestra en la figura 3.5. La simulación se ha realizado en las mismas condiciones que en la sección 3.1. Se ha utilizado un puerto discreto de 50 Ω. En este caso, al ser un puerto discreto, no son necesarias las condiciones de contorno que se veı́an en el capı́tulo 2. Ahora basta con poner todas las paredes del contorno como ”open” (figura 3.6).. Figura 3.5: Vista 3D del dipolo en CST (puerto discreto). 15.

(29) 3.2. Simulación con CST. Dipolo. Figura 3.6: Condiciones de contorno del dipolo en CST (puerto discreto). Los resultados de la simulación se encuentran en las figuras 3.7 y 3.8. Como se puede observar, la frecuencia a la que resuena (2.15 GHz) no es la que se está buscando (2.4 GHz). Para la 2.15 GHz, el valor de la impedancia que se obtiene es 42.2 + j3.84 Ω.. Figura 3.7: Parámetro S11 del dipolo en CST (puerto discreto). Figura 3.8: Impedancia del dipolo en CST (puerto discreto). 16.

(30) 3.2. Simulación con CST. Dipolo. Para que resuene a 2.4 GHz se debe reducir la longitud de los brazos del dipolo. Esto se consigue para una longitud de los brazos de 22.5mm. Los nuevos resultados se detallan en las figuras 3.9 y 3.10. La impedancia que se obtiene en este caso es de 51.97 − j0.7 Ω.. Figura 3.9: Parámetro S11 del dipolo reducido en CST (puerto discreto). Figura 3.10: Impedancia del dipolo reducido en CST (puerto discreto). Como no se consiguen unos resultados lo suficientemente similares en igualdad de condiciones, se ha decidido simularlo también con el puerto en guı́a de CST, para intentar obtener cuál es la longitud correcta.. 17.

(31) 3.2. Simulación con CST. 3.2.1.. Dipolo. Simulación con el puerto en guı́a. Para está simulación se ha utilizado el modelado que se observa en la figura 3.11 con las condiciones de contorno de la figura 3.12. En este caso, al utilizar puerto en guı́a, las condiciones de contorno son las mismas que las que se utilizaban en el capı́tulo 2 (pared magnética en el puerto y abierto en el resto). Se puede observar que la longitud del tramo de lı́nea que une el puerto con el dipolo es muy superior a la de los otros casos, que es casi inexistente (0.6 mm). Esto se ha realizado para que la pared magnética no afecte a la simulación de la antena. Para igualar las condiciones del resto de simulaciones, se ha realizado un “de-embedding” hasta que el puerto se encuentre en el mismo lugar que en las simulaciones anteriores (0.6 mm). Para poder compararlo correctamente con el resto de simulaciones la impedancia del puerto se ha normalizado a 50 Ω.. Figura 3.11: Modelo del dipolo en CST (puerto en guı́a). Figura 3.12: Condiciones de contorno del dipolo en CST (puerto en guı́a). 18.

(32) 3.2. Simulación con CST. Dipolo. El resultado de la simulación, con el “de-embedding” incluido, se encuentra en la figura 3.13. Con este tipo de puerto, CST no indica la impedancia del dipolo, pero con el parámetro S11 , se puede despejar de la ecuación 3.2 para obtener Zd , al igual que en la sección 3.1. Se ha obtenido un valor de Zd = 54.49 + j0.81 Ω a la frecuencia de resonancia (2.29 GHz).. Figura 3.13: Parámetro S11 del dipolo en CST (puerto en guı́a). Nuevamente, se reduce el tamaño del dipolo hasta dar con la longitud que lo hace resonar a 2.4 GHz. Esto ocurre cuando la longitud de cada brazo del dipolo es de 24.15 mm. Los resultados de esta nueva simulación están en la figura 3.14. En este caso, se obtiene una valor de la impedancia del dipolo de Zd = 58.09 − j3.9 Ω.. Figura 3.14: Parámetro S11 del dipolo reducido en CST (puerto en guı́a). 19.

(33) 3.3. Conclusión. 3.3.. Dipolo. Conclusión. En la tabla 3.1 se encuentran todos los resultados que se han ido simulando a lo largo del presente capı́tulo. A priori, no se sabe cual es la forma correcta de simularlo ya que todos dan valores distintos en igualdad de condiciones. Por tanto, se ha decidido que la forma de comprobar cual es la simulación más acertada es fabricando las distintas antenas y midiéndolas. Una vez que se hayan fabricado y medido, se podrá determinar cual es la forma correcta de simular la antena. En el capı́tulo 7, se medirán las antenas y se compararán con el modelo simulado. En dicho capı́tulo se comprobará que el modo de simular la antena más aproximado es el de CST con puerto discreto.. Simulador Momentum CST (Puerto discreto) CST (Puerto en guı́a) Momentum CST (Puerto discreto) CST (Puerto en guı́a) Momentum CST (Puerto discreto) CST (Puerto en guı́a). fresonancia [GHz] 2.4 2.15 2.3 2.68 2.4 2.54 2.51 2.25 2.4. Zd [Ω] 59.7 − j5.4 42.2 + j3.84 54.49 + j0.81 66.9 − j10.7 51.97 − j0.7 64.45 + j0.44 62.7 − j7.8 46.79 + j1.67 58.09 − j3.9. Longitud del dipolo [mm] 25.5 25.5 25.5 22.5 22.5 22.5 24.15 24.15 24.15. Tabla 3.1: Resumen de resultados de los distintos dipolos simulados. 20.

(34) Capı́tulo 4 Circuito rectificador En este capı́tulo se va a diseñar la etapa del circuito rectificador. Este circuito se encarga de convertir la señal de RF en continua (DC). Se compone de 3 partes fundamentales (figura 4.1). El rectificador transforma la señal de RF en DC. A continuación, el filtro paso bajo deja pasar solo la señal de continua hasta llegar a la resistencia donde se consume la señal. En esta resistencia es desde donde se va a medir el nivel de señal DC. En las siguientes secciones se va a ir diseñando y analizando cada uno de los bloques que componen el circuito rectificador. Durante todo este capı́tulo se va a utilizar ADS para simular los distintos elementos del circuito ya que, de los simuladores utilizados, es el más efectivo para analizar el circuito.. Figura 4.1: Esquema del circuito rectificador. 4.1.. Rectificador. Como elemento rectificador se va a utilizar un diodo. Se trata de un diodo Schottky de Silicio del fabricante Skyworks y modelo SMS7630 (apéndice I). Con el fin de verificar que el comportamiento del diodo es correcto, se ha simulado su curva I-V. Como se aprecia en la figura 4.2, los valores de las gráficas son relativamente similares. La pendiente de la recta simulada es algo menor que la que da el fabricante. Esto puede deberse a que la medida del fabricante valora más efectos de los que el modelo de ADS tiene en cuenta. En el capı́tulo 7 se estudiará con más detalle a qué puede deberse esta discrepancia. En la hoja de caracterı́sticas del diodo (apéndice I) se encuentra el modelo de parámetros para la simulación del diodo.. 21.

(35) 4.2. Filtro paso bajo. Circuito rectificador. 0.5 0.45. Forward VOltage [V]. 0.4 0.35 0.3 0.25 0.2 0.15 0.1 Fabricante Simulada. 0.05 0 0. 2. 4. 6. 8. 10. 12. 14. 16. 18. 20. Forward Current [mA]. Figura 4.2: Gráficas IV del diodo Skyworks SMS7630. Para el modelo del diodo, un parámetro relevante es la resistencia de vı́deo, que se utilizará en secciones posteriores. Ésta viene determinada por la ecuación 4.1. RV [Ω] = Rs + Rj = Rs +. nkT q(Id + Is ). (4.1). donde: n = coeficiente de emisión del diodo (factor de idealidad) k = Constante de Boltzman = 1.38 · 10−23 [J/K] T = Temperatura [K] q = Carga del electrón = 1.6 · 10−19 [C] Id = Corriente que circula por el diodo [A] Is = Corriente de saturación [A]. 4.2.. Filtro paso bajo. Para el diseño del filtro paso bajo, se parte de una bobina y un condensador para formar un filtro LC. Este filtro deja pasar únicamente la componente continua a la resistencia. Por ello, la frecuencia de corte del filtro debe ser lo suficientemente baja (para este caso ≈ 200 M Hz es suficiente). La frecuencia de corte de este tipo de filtros responde a la ecuación 4.2. fc =. 1 √ 2π LC. 22. (4.2).

(36) 4.2. Filtro paso bajo. Circuito rectificador. Para el diseño se ha escogido un valor de L de 10 nH y una frecuencia de corte de 200 M Hz. Fijados estos valores y despejando de la ecuación 4.2, se obtiene un valor de C de, aproximadamente, 69 pF . Una vez diseñado el filtro paso bajo, se procede a sustituir la bobina por un tramo de lı́nea (elemento distribuido) como el que se analizó en el capı́tulo 2. Debido a la falta de ecuaciones para transformar la bobina en un tramo de lı́nea, se ha utilizado un proceso iterativo que varı́a la longitud del tramo de lı́nea hasta que los parámetros S de ambos coinciden.. Figura 4.3: Diseño del filtro paso bajo con elementos concentrados y con elementos distribuidos. 0 Filtro de elementos distribuidos Filtro de elementos concentrados. -10. Magnitude (dB). -20. -30. S 21 (f = 2.4 GHz) = -38.29 dB. -40. -50. -60. -70 0. 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. Frequency (GHz). Figura 4.4: Parámetro S21 del filtro paso bajo. En la figura 4.4 se puede ver que el comportamiento del circuito a frecuencias bajas es muy parecido. A frecuencias más altas, el circuito concentrado y el distribuido difieren, pero los niveles de transmisión son lo suficientemente bajos como para que no llegue a afectar al diseño. Hay que mencionar que solo se ha transformado la bobina y no el condensador ya que este último va a estar en el diseño final como un elemento concentrado, es decir, va a estar soldado entre las dos lı́neas de la lı́nea coplanar. Una vez que queda diseñado el filtro se pasa al siguiente elemento. 23.

(37) 4.3. Resistencia de carga. 4.3.. Circuito rectificador. Resistencia de carga. La resistencia de carga esta situada entre las dos lı́neas impresas y tiene un valor de 1.3 ∼ 1.4 veces la resistencia de vı́deo del diodo (ecuación 4.1), según indica la referencia [12]. La resistencia RV depende de la corriente que circula por el diodo y, por ende, de la potencia con la que se incide en el diodo. Teniendo en cuenta esto y haciendo unas simulaciones iniciales para una potencia determinada, se ha determinado que la resistencia de vı́deo es de unos 250 Ω lo que genera una resistencia de carga (RL ) de aproximadamente 350 ∼ 360 Ω.. 4.4.. Circuito rectificador completo. El circuito completo se compone de las partes que se han analizado en las secciones anteriores (4.1, 4.2 y 4.3). En la figura 4.5 se encuentra el circuito completo diseñado con elementos distribuidos. Se ha añadido un tramo de linea al principio del circuito que se utilizar para separar el diodo del filtro paso bajo (capı́tulo 5).. Figura 4.5: Circuito rectificador realizado con elementos distribuidos. Se ha sustituido el dipolo por un generador con una impedancia determinada y un condensador en serie. Dicho condensador tiene la función de evitar que la señal de DC regrese al generador. Con un valor lo suficientemente alto de la capacidad, se puede conseguir que la señal de RF no se vea afectada. En el diseño real, es el propio dipolo el que realiza esta función. La impedancia del generador es la que adapta el circuito para máxima transferencia de potencia. Como la impedancia que ve el generador varı́a en función de la potencia que entra al circuito (RF), no se puede adaptar completamente para todo el rango de potencias con el que se va a realizar la simulación del circuito, pero sı́ se puede adaptar para un conjunto de ellas, las que maximizan la eficiencia. Para realizar el análisis del circuito se han utilizado las ecuaciones 4.3, 4.4 y 4.5.. 24.

(38) 4.4. Circuito rectificador completo. Circuito rectificador. 1 ∗ Pin [W ] = <(VRF IRF ) 2. (4.3). PDC [W ] = VDC IDC. (4.4). Zin [Ω] =. VRF IRF. (4.5). Con la ecuación 4.3 se pretende medir la transferencia de potencia existente entre el generador y la carga. La ecuación 4.4 da el valor de la potencia de DC que hay en la carga RL y, con la ecuación 4.5, se puede observar la impedancia que ve el generador y, por tanto, si el sistema está adaptado. VRF e IRF hacen referencia a la tensión y corriente a la salida del generador y, VDC e IDC en bornas de la resistencia RL .. Tabla 4.1: Resultados de la simulación del rectificador con elementos distribuidos. En la tabla de la figura 4.1 pin representa la potencia del generador (Pdg ), mientras que P in2dBm es la potencia realmente entregada al circuito. La diferencia entre ambas son las pérdidas que tiene el filtro. La impedancia del generador es de 193 + j170 Ω, que es la que maximiza la eficiencia para una potencia de entrada determinada (4 dBm). El parámetro Z2 representa la impedancia a la entrada del circuito (impedancia vista por el generador) para la frecuencia de RF (2.4 GHz)(ecuación 4.5). Con Z2 se puede ver que el circuito está adaptado, aproximadamente, para un rango de potencias desde −6 dBm hasta 6 dBm. La eficiencia se calcula siguiendo la ecuación 4.6 y su resultado se encuentra en la columna Ef 1 de la tabla 4.1. η=. PDC Pdg. (4.6). En el apéndice E se encuentra el análisis del circuito rectificador realizado con elementos concentrados para, ası́, comparar los dos diseños. Con los resultados del apéndice, se han comparado las eficiencias obtenidas en ambos circuitos (figura 4.6). 25.

(39) 4.4. Circuito rectificador completo. Circuito rectificador. 0.6. 0.5. Eficiencia. 0.4. 0.3. 0.2. 0.1 Diseño con elementos concentrados Diseño con elementos distribuidos. 0 -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. P dg. Figura 4.6: Comparativa de eficiencias del rectificador. Como se puede ver en la figura 4.6 las dos curvas de eficiencias son muy parecidas. No son exactamente iguales debido a que la transformación de la bobina a tramo de lı́nea no es perfecta, sin embargo, ambos diseños consiguen una eficiencia de conversión en torno al 60 %. En el capı́tulo 6 se optimizarán los valores para conseguir elevar esta eficiencia todo lo que se pueda.. 26.

(40) Capı́tulo 5 Filtro de adaptación paso bajo El sistema completo se puede dividir en tres partes (figura 5.1). El elemento que se va a diseñar en este capı́tulo es el central, el filtro de adaptación paso bajo. Este filtro tiene dos funciones principales. La primera es la de eliminar los armónicos superiores que se generan en el diodo y dejar pasar solo la frecuencia fundamental (2.4 GHz). La segunda función es adaptar la impedancia del dipolo a la impedancia del circuito rectificador. Para el diseño del filtro se va a utilizar ADS, aunque, una vez diseñado el filtro con elementos distribuidos, también se podrı́a analizar con CST.. Figura 5.1: Esquema del sistema. Al igual que sucedı́a en la sección 4.2, en primer lugar se va a diseñar el filtro con elementos concentrados y posteriormente se sustituirán las bobinas por tramos de lı́nea. Para el diseño del filtro se ha utilizado el modelo de Chebyshev con rizado porque permite generar un filtro que adapta impedancias diferentes de entrada y salida [7]. El filtro paso bajo de Chebyshev utiliza la topologı́a de Cauer que se muestra en la figura 5.2.. Figura 5.2: Esquema de la topologı́a del filtro. Los valores de los condensadores y las bobinas siguen las ecuaciones que se muestran a continuación (ecuaciones 5.1 - 5.8) [7]. Todas los valores que se obtienen están normalizados respecto de la impedancia de entrada (R0 ). El valor de impedancia a la salida responde a la ecuación 5.4. Como se quiere que el filtro diseñado tenga una impedancia 27.

(41) Filtro de adaptación paso bajo. de salida distinta de la de entrada, se necesita que el orden del filtro sea par, ya que, si el filtro fuera de orden impar, la impedancia de salida serı́a igual que la de entrada y eso no es lo que se busca. Conociendo el valor de Gn+1 (impedancia de salida), se despeja β de la ecuación 5.4 y, posteriormente, se despeja δ de la ecuación 5.6 para obtener el rizado. Con eso se quedarı́a caracterizado el filtro y solo serı́a necesario obtener los valores de todos los Gk (ecuación 5.3). G0 = 1 2A1 γ. (5.2). 4Ak−1 Ak Bk−1 Gk−1. (5.3). G1 =. Gk = Gn+1 =. 1 coth2. β 4. si n impar si n par. . β 2n. γ = sinh . . β = ln coth Ak = sin. 2. (2k − 1)π 2n. Bk = γ + sin. 2. . (5.1). kπ n. (5.4). (5.5). δ 17.37. (5.6). ;. k = 2,3,4,...n. (5.7). ;. k = 2,3,4,...n. (5.8). . Donde δ es el rizado en dB. Para determinar los valores de las bobinas y condensadores se ha utilizado el código en Matlab que se encuentra en el apéndice F. Para ello, es necesario desnormalizar las impedancias respecto de la impedancia de entrada y la frecuencia de corte (ecuaciones 5.9, la 5.10 y la 5.11). La frecuencia de corte utilizada es 2.4 GHz. Los valores de las impedancias de entrada y salida se corresponden con la impedancia del dipolo (Capı́tulo 3) y la del circuito rectificador (Capı́tulo 4), respectivamente. Como se veı́a en otros apartados, la impedancia del circuito rectificador varı́a en función de la potencia de entrada, por lo que no se puede adaptar para todo el rango. Por eso, se ha decidido utilizar la impedancia del generador conjugada de la sección 4.4 (193 − j170 Ω), que es la que maximiza la eficiencia. La figura 5.3 se corresponde con el filtro diseñado tras todo este proceso y los resultados se encuentran en la figura 5.4. 28.

(42) Filtro de adaptación paso bajo. Lk =. Gk R0 2πf. (5.9). Ck =. Gk R0 2πf. (5.10). Zn+1 = Gn+1 R0. (5.11). Donde R0 es la impedancia de entrada respecto a la que se normalizan los parámetros (59 + j5.57 Ω).. Figura 5.3: Filtro paso bajo con elementos concentrados. Figura 5.4: Parámetros S21 y S11 del filtro con elementos concentrados. Aunque se podrı́a ajustar aún más los valores para que se generaran menos pérdidas, se ha decidido optimizarlo una vez se tenga el diseño final realizado con lı́neas de transmisión. El rizado que se obtiene es de 2.17 dB (ecuación 5.6). Una vez que con este filtro se tiene un resultado satisfactorio, se pasan las bobinas a tramos de lı́nea, al igual que en la sección 4.2. De nuevo, se han realizado iteraciones hasta que el resultado es lo suficientemente parecido. El circuito realizado con elementos distribuidos (tramos de lı́nea) es el que aparece en la figura 5.5. 29.

(43) Filtro de adaptación paso bajo. Figura 5.5: Filtro paso bajo con elementos distribuidos. En la figura 5.6 y 5.7 se puede ver una comparación de los parámetros S de ambos filtros. Para frecuencias bajas, el comportamiento es muy similar mientras que para frecuencias mayores que 3 GHz los resultados comienzan a diferir. Este fenómeno es el mismo que ocurrı́a en la sección 4.2. Se puede observar que se generan picos de transmisión a determinadas frecuencias. Esto es debido a las ondas estacionarias que se generan en la lı́nea. Aunque el comportamiento a frecuencias altas no es el mismo, el nivel de transmisión es lo suficiente bajo como para que no afecte al sistema. Con el filtro distribuido se consigue un nivel de transmisión de 0.078 dB.. Figura 5.6: Comparación de los parámetros S21 y S11 del filtro. Figura 5.7: Zoom del parámetro S21 del rizado del filtro. 30.

(44) Capı́tulo 6 Circuito completo 6.1.. Introducción. En este capı́tulo se analiza el circuito completo, compuesto de todos los elementos que se han ido diseñando en los capı́tulos anteriores. Como se ve en la figura 6.1, el circuito está compuesto del dipolo (capı́tulo 3), del filtro de adaptación paso bajo (capı́tulo 5) y del circuito rectificador (capı́tulo 4). Todo ello diseñado sobre lı́neas coplanares (capı́tulo 2). Los elementos en rojo, verde y azul son los condensadores, la resistencia y el diodo. El sistema completo se va a analizar con el programa ADS ya que es el simulador más eficaz para analizar el circuito, al igual que ocurrı́a en el capı́tulo 4.. Figura 6.1: Layout del sistema completo. 31.

(45) 6.2. Simulación con ADS. 6.2.. Circuito completo. Simulación con ADS. En la figura 6.2 se muestra el esquema del circuito completo. Como ocurrı́a en el capı́tulo 4, no se puede insertar el dipolo como tal, por lo que se sustituye por un generador con la impedancia del dipolo que se obtuvo en el capı́tulo 3. También aparece nuevamente el condensador en serie, que hace que la señal de continua no vaya al generador, función que realizará el dipolo en el dispositivo real. En la tabla 6.1 se encuentran los resultados más relevantes de la simulación.. Figura 6.2: Esquema en ADS del sistema completo. Tabla 6.1: Resultados de la simulación del circuito completo. 32.

(46) 6.2. Simulación con ADS. Circuito completo. Los parámetros que aparecen en la tabla se corresponden con las potencias e impedancias que se indican a continuación: pin: potencia disponible del generador. PindBm : potencia de RF que el generador transmite al circuito. PmiddBm : potencia de RF existente a la salida del filtro. PoutdBm : potencia de DC en la resistencia. Z1[1]: impedancia vista por el generador (a la frecuencia de RF). Z2[2]: impedancia vista a la salida del filtro (a la frecuencia de RF). Para calcular estos parámetros se han utilizado las ecuaciones que se definieron en el capı́tulo 4 (4.3, 4.4 y 4.5).. 6.2.1.. Impedancia de entrada y coeficiente de reflexión. En la figura 6.3 se encuentra el valor de la impedancia de entrada y el módulo del coeficiente de reflexión, calculado con la ecuación 6.1, en función de la potencia de entrada. Para una potencia en torno a 5 dBm, se puede ver que el circuito se encuentra bien adaptado. Γg =. Zin − Zg∗ Zin + Zg. (a) Impedancia de entrada. (b) módulo del coeficiente de reflexión. Figura 6.3: Adaptación a la entrada. 33. (6.1).

(47) 6.2. Simulación con ADS. 6.2.2.. Circuito completo. Tensión en la resistencia. En la figura 6.4 se encuentra la tensión en bornas de la resistencia (en voltios) en función de la potencia de entrada. Para valores mayores de 5 dBm, el diodo comienza a saturarse, por lo que la tensión generada permanece constante. Para el tramo < 5 dBm la curva es exponencial (curva IV del diodo).. Figura 6.4: Tensión en la resistencia. 6.2.3.. Eficiencia. En la figura 6.3 se puede apreciar que, para un rango de potencias en torno a 5 dBm, el circuito está bien adaptado a la entrada. Esto facilita maximizar la eficiencia, ya que se maximiza la potencia entregada por el generador. Para el cálculo de la eficiencia se utilizará de nuevo la ecuación 4.6 que se veı́a en el capı́tulo 4. El resultado de aplicar esa formula se muestra en la figura 6.5. En dicha figura también aparece el nivel de DC (en voltios) en función de la potencia del generador. Se obtiene que la máxima eficiencia se encuentra justo antes de que el diodo comience a saturarse. La forma de la eficiencia concuerda con lo que se habı́a visto en la figura 1.6. Cuando el diodo llega a la máxima tensión de DC posible, la eficiencia comienza a decaer como una exponencial, que es lo mismo que ocurre en este caso. La eficiencia máxima que se consigue es del 63 % para una potencia de entrada de unos 3 dBm.. 34.

(48) 6.2. Simulación con ADS. Circuito completo. Figura 6.5: Eficiencia del sistema completo. 6.2.4.. Análisis de las señales de tensión y corriente. En este apartado se van a analizar las señales que atraviesan el circuito en distintos puntos del circuito: inicial (a la salida del generador), medio (a la salida del filtro) y final (en bornas de la resistencia) . El objetivo es ver que las señales se comportan del modo esperado en los distintos puntos. El análisis se va a realizar para un barrido de potencia a la entrada (desde −10 dBm hasta 20 dBm), como se ha ido haciendo hasta ahora. Eso implicará que aparezcan múltiples señales en la misma gráfica, cada una correspondiente a una potencia de entrada distinta. En la figura 6.6 (punto inicial), la señale es puramente sinusoidales. Se trata de una señal de radiofrecuencia (tono puro a 2.4 GHz) a distintas potencias de entrada.. (a) Tensión. (b) Corriente. Figura 6.6: Señales en el punto inicial del circuito. 35.

(49) 6.2. Simulación con ADS. Circuito completo. La figura 6.7 se corresponde con la señal a la salida del filtro paso bajo. En esta ocasión, dicha señal se ven afectada por la componente continua, ası́ como por el resto de armónicos que genera el dispositivo no lineal, lo que distorsiona la señal con respecto a la de radiofrecuencia (tono puro a 2.4 GHz).. (a) Tensión. (b) Corriente. Figura 6.7: Señales en el punto medio del circuito. Por último, la figura 6.8 se corresponde con la señal en bornas de la resistencia. Como no podı́a ser de otra forma, la componente sinusoidal ha desaparecido casi por completo y solo se queda la componente continua. El pequeño rizado que se observa, se debe a que el filtro no ha eliminado por completo la señal de RF.. (a) Tensión. (b) Corriente. Figura 6.8: Señales en el punto final del circuito. 36.

(50) Capı́tulo 7 Fabricación y caracterización 7.1.. Dipolo. Como se analizó en el capı́tulo 3, con los simuladores utilizados no se conseguı́a saber con exactitud cual debı́a ser las longitudes de los brazos del dipolo para que resonara a 2.4 GHz. Por ello, se han realizado 3 estructuras distintas. Cada una con una longitud del brazo del dipolo distinta: 25.5 mm, 24.15 mm y 22.5 mm. La estructura del dipolo es la que es especificó en el capı́tulo 3 (sustrato, aire y plano de masa). Para realizar el hueco de aire que existe entre el sustrato y el plano de masa, se ha utilizado un material rı́gido (FOAM) que simula el aire con εr = 1.07. Para unir todas las partes, se han empleado tornillos de plástico M3. Como conector se ha utilizado un SMA de 50 Ω donde uno de los brazos esta conectado al centro del conector(señal) y el otro brazo la masa. En la figura 7.1 se muestra como es el dipolo una vez fabricado.. Figura 7.1: Dipolo fabricado. 37.

(51) 7.1. Dipolo. 7.1.1.. Fabricación y caracterización. Dipolo de 25.5 mm. El primer dipolo que se ha analizado es el de 25.5 mm. Se ha utilizado un analizador de redes para obtener su S11 . La frecuencia de resonancia de este dipolo es de 2.2 GHz, aproximadamente. Esto dista bastante de la frecuencia que se quiere (2.4 GHz), por lo que no valdrı́a para el circuito que se ha diseñado. Uno de los puntos que no se habı́a simulado anteriormente y que podrı́a afectar al comportamiento del dipolo es la utilización de los tornillos de plástico. Por ello, se han ido retirando tornillos y midiendo el parámetro S11 para ver como se modificaba. Se puede ver en la figura 7.2, que el efecto de los tornillos de plástico es poco relevante, por lo que se puede despreciar. 0 TodosLosTornillos SinTornilloCentral SinTornillosSuperiores SinTornillosInferiores. -5. Magnitude (dB). -10. -15. -20. -25. -30. -35 2. 2.1. 2.2. 2.3. 2.4. 2.5. 2.6. 2.7. 2.8. 2.9. 3. Frequency (GHz). Figura 7.2: Parámetro S11 del dipolo de 25.5 mm. Como la frecuencia de resonancia no es la deseada, se ha procedido a retirar secciones del FOAM para ver como se modifica el parámetro S11 . El resultado de la medida (figura 7.3) muestra como la frecuencia de resonancia no varı́a significativamente. Lo que sı́ varı́a es el nivel de adaptación, sobre todo cuando el plano de masa no se encuentra a 25 mm del dieléctrico. Con estos datos, se puede determinar que la utilización del FOAM no es el motivo de que la frecuencia de resonancia no sea de 2.4 GHz.. 38.

(52) 7.1. Dipolo. Fabricación y caracterización. 0 Completo SinMasa 15 mm Con Masa 15 mm Sin Masa 5 mm Con Masa 5 mm Sin Masa 0 mm Sin Masa 0 mm Con Masa. Magnitude (dB). -5. -10. -15. -20. -25. -30 2. 2.1. 2.2. 2.3. 2.4. 2.5. 2.6. 2.7. 2.8. 2.9. 3. Frequency (GHz). Figura 7.3: Influencia del FOAM en el dipolo (Parámetro S11 ). 7.1.2.. Dipolo de 22.5 mm. Se ha realizado el mismo procedimiento que en el caso anterior pero con el dipolo de 22.5 mm. La frecuencia de resonancia de este dipolo es de 2.45 GHz, que es mucho más próximo a la frecuencia deseada (2.4 GHz). De hecho, a 2.4 GHz, el nivel de adaptación es de −20 dB, por lo que podrı́a valer como antena de del circuito al estar dentro del margen de adaptación (< −15 dB). De nnuevo, la influencia de los tornillos es incluso menos notoria que es el caso de 25.5 mm (figura 7.4). 0 TodosLosTornillos SinTornilloCentral SinTornilloSuperior. -5. Magnitude (dB). -10 -15 -20 -25 -30 -35 -40 -45 2. 2.1. 2.2. 2.3. 2.4. 2.5. 2.6. 2.7. 2.8. 2.9. 3. Frequency (GHz). Figura 7.4: Parámetro S11 del dipolo de 22.5 mm. 39.

(53) 7.1. Dipolo. 7.1.3.. Fabricación y caracterización. Dipolo de 24.15 mm. El último de los casos a analizar es el del dipolo de 24.15 mm. Según la figura 7.5, la frecuencia de resonancia es de 2.32 GHz y la influencia de los tornillos es, nuevamente, despreciable. 0 TodosLosTornillos SinTornilloCentral SinTornilloSuperior. -5. Magnitude (dB). -10. -15. -20. -25. -30. -35 2. 2.1. 2.2. 2.3. 2.4. 2.5. 2.6. 2.7. 2.8. 2.9. 3. Frequency (GHz). Figura 7.5: Parámetro S11 del dipolo de 24.15 mm. 7.1.4.. Comparación. Como se ha visto, la frecuencia de resonancia se ve afectada, principalmente, por la longitud del dipolo. Por ello, se ha decidido recortar uno de los dipolos hasta hacerlo resonar a 2.4 GHz. Esto ocurre cuando cada brazo mide 23.1 mm. En la figura 7.6 se encuentra el parámetro S11 de todos los dipolos medidos (22.5 mm, 23.1 mm, 24.15 mm y 22.5 mm). Para verificar que la variación en la longitud de los brazos del dipolo genera el mismo desplazamiento en la frecuencia de resonancia tanto en el caso simulado como en el medido, se ha realizado simulación aplicando un barrido a la longitud del brazo del dipolo (figura 7.7). Si se analizan los resultados de las figuras 7.6 y 7.7 se observa como en ambos casos, por cada milı́metro que se varı́a la longitud del brazo del dipolo, la frecuencia de resonancia se mueve unos 100 M Hz, aproximadamente.. 40.

(54) 7.1. Dipolo. Fabricación y caracterización. 0 22.5 mm 23.1 mm 24.1 mm 25.5 mm. -5. Magnitude (dB). -10 -15 -20 -25 -30 -35 -40 2. 2.1. 2.2. 2.3. 2.4. 2.5. 2.6. 2.7. 2.8. 2.9. 3. Frequency (GHz). Figura 7.6: Parámetro S11 de todos los dipolos medidos. Figura 7.7: Comparativa de las distintas longitudes de los dipolos en CST. 7.1.5.. Conclusión. Una de las razones existentes para fabricar y medir el dipolo, aparte de ver que funciona correctamente, es ver cuál es el modo correcto de simularlo. En la tabla 7.1 se encuentran todos los resultados (simulados y medidos). En el capı́tulo 3 se simuló el gap con aire en vez de con el FOAM. Por eso, se han vuelto a simular las antenas añadiendo este material, para como afecta a la impedancia del dipolo y a la frecuencia de resonancia, pero el efecto es poco notorio. En la tabla 7.1, debajo de cada simulación realizada, se encuentra la misma simulación pero cambiando el aire por el FOAM (definido con la etiqueta “FOAM”). Se puede apreciar que el simulador que más se aproxima al resultado 41.

(55) 7.2. Filtro. Fabricación y caracterización. medido es CST con puerto discreto, aunque el puerto en guı́a no presenta malas medidas para el dipolo de 25.5 mm. Por eso, el simulador de referencia que se utilizará para la antena sera ese. Simulador Momentum FOAM CST (Puerto discreto) FOAM CST (Puerto en guı́a) FOAM Medido Momentum FOAM CST (Puerto discreto) FOAM CST (Puerto en guı́a) FOAM Medido Momentum FOAM CST (Puerto discreto) FOAM CST (Puerto en guı́a) FOAM Medido Medido. fresonancia [GHz] 2.4 2.36 2.15 2.12 2.3 2.26 2.21 2.68 2.65 2.4 2.35 2.54 2.5 2.45 2.51 2.48 2.25 2.22 2.4 2.26 2.32 2.4. Zd [Ω] 59.7 - j5.4 60 - j5.8 42.2 + j3.84 46.2 + j1.14 54.49 + j0.81 56.57 - j1.6 52.7 - j5.9 66.9 - j10.7 68.4 - j10.43 51.97 - j0.7 55 - j3.2 64.45 + j0.44 62 - j4.35 50.3 + j1.3 62.7 - j7.8 63.9 - j7.3 46.79 + j1.67 50.3 - j1.3 58.09 - j3.9 56.57 - j1.6 50 - j2.96 48.6 - j2.04. Longitud del dipolo [mm] 25.5 25.5 25.5 25.5 25.5 25.5 25.5 22.5 22.5 22.5 22.5 22.5 22.5 22.5 24.15 24.15 24.15 24.15 24.15 24.15 24.15 23.1. Tabla 7.1: Resumen de resultados de los distintos dipolos simulados y medidos. Otro punto que podrı́an haber afectado al comportamiento del dipolo es el conector SMA, aunque como se explica en el apéndice G, no es relevante.. 7.2.. Filtro. Otra de las estructuras que se han medido es el filtro de adaptación paso bajo (capı́tulo 5). La fabricación se muestra en la figura 7.8. En este caso, la estructura es la misma que en el caso del dipolo. Se han utilizado dos puertos SMA de 50 Ω en cada uno de los extremos. Los valores de las capacidades y sus posiciones son las que se indicaban en el capı́tulo 5 (0.8 pF y 1 pF ).. 42.

(56) 7.3. Rectificador. Fabricación y caracterización. Figura 7.8: Filtro fabricado. En la figura 7.9 se encuentran los parámetros S del filtro medido y simulado respecto a una impedancia de 50 Ω. El comportamiento no es exactamente igual, aunque la forma del parámetro sı́ es relativamente parecida. Esta diferencia entre ambas gráficas puede deberse a que el filtro medido presente algunas pérdidas que no se han tenido en cuenta a la hora de simularlo. Las pérdidas del filtro medido están en torno a los 2 dB.. (a) S11. (b) S21. Figura 7.9: Parámetros S del filtro paso bajo adaptado. 7.3.. Rectificador. En este caso, el circuito medido está formado por el rectificador (capı́tulo 4) y por el filtro de adaptación paso bajo (capı́tulo 5). En la figura 7.10 se encuentra el circuito fabricado. Tiene la misma estructura que el resto de circuitos fabricados en las secciones anteriores. Se ha conectado un generador de señal vectorial en el conector SMA y se ha medido el nivel de la señal de continua en el otro extremo con un osciloscopio.. 43.

(57) 7.3. Rectificador. Fabricación y caracterización. Figura 7.10: Rectificador fabricado. En la figura 7.11 se muestran los resultados que se han obtenido. En el eje Y se encuentra el logaritmo del voltaje en bornas de la resistencia. Se han utilizado dos modos para medir el voltaje. Uno utilizando la sonda con una impedancia muy alta (1 M Ω) y el otro con una impedancia de 50 Ω. También se encuentra en la figura el resultado de la simulación en ADS. En la región de potencias menores de −20 dBm, el voltaje se estanca debido a que el osciloscopio no dispone de suficiente precisión para medir el nivel de continua y lo único que mide es ruido térmico. En la zona superior el resultado simulado se satura a diferencia del circuito real.. Voltaje en la resistencia [10log10(mV)]. 3.5 3. Resultado Simulado Resultado Medido a 1 M Resultado medido a 50. 2.5 2 1.5 1 0.5 0 -0.5 -40. -30. -20. -10. 0. 10. 20. Potencia de entrada [dBm]. Figura 7.11: Tensión en la resistencia con distintas impedancias de la sonda. Como el resultado no es lo suficientemente parecido se han variado los parámetros VBR (tensión de inversa) e Is (corriente de saturación) del modelo del diodo en ADS, para ver si se debe a que el modelo no es lo suficientemente bueno. Los valores para el modelo de la simulación (proporcionados por el fabricante en el apéndice I) son: VBR = 2 V , Is = 5 µA. Además de tener que modificar estos parámetros, se ha añadido un bloque atenuador ya que, por restricciones del simulador, no se simulan correctamente las pérdidas del filtro. Realmente, las pérdidas del filtro que se han calculado son de unos 2 dB, pero para ajustar las gráficas se ha utilizado un valor de 1.2 dB.. 44.

(58) 7.3. Rectificador. Fabricación y caracterización. En la figura 7.12 se analiza como afecta al circuito variar uno de los parámetros anteriores, manteniendo fijo el otro. En estas gráficas no se tiene en cuenta las pérdidas del bloque del filtro que se ha añadido. En la figura 7.13 se encuentra el modelo simulado que más se parece al medido. En esta gráfica si se han tenido en cuenta las pérdidas del filtro. Esta simulación se consigue para los valores que se indican en la figura 7.13. Variación de I s. Variación de Bv 3.5. 3.5 3. Voltaje en la resistencia [10log(mV)]. Voltaje en la resistencia [10log(mV)]. 3 2.5 2 1.5 1 Medida Modelo fabricante Bv = 1 V Bv = 3 V Bv = 5 V. 0.5 0 -0.5 -40. -30. -20. -10. 0. 10. 2.5 2 1.5 1 0.5 0. Medida Modelo fabricante Is = 1 A. -0.5. I s = 2.5. -1 -1.5 -40. 20. A. I s = 10 A. -30. Potencia de entrada [dBm]. -20. -10. 0. 10. 20. Potencia de entrada [dBm]. Figura 7.12: Comparación del voltaje al variar distintos parámetros. 3.5. Voltaje en la resistencia [10log(mV)]. 3 2.5 2 1.5 1. Bv = 7 V Loss = 1.2 dB. 0.5 0 Medida Modelo fabricante Modelo modificado. -0.5 -1 -40. -30. -20. -10. 0. 10. 20. Potencia de entrada [dBm]. Figura 7.13: Comparación del voltaje. En la figura 7.14 se ha medido cómo varı́a la tensión existente en la resistencia a medida que se va variando la frecuencia con una potencia fija. Se han utilizado 3 potencias distintas: −10 dBm, 5 dBm y 15 dBm. El efecto es similar en todas las potencias. Cuando la frecuencia de entrada se encuentra en torno a la frecuencia de diseño (2.4 GHz) existe un nivel relativamente constante de voltaje, y a medida que se va alejando la frecuencia, el nivel de DC va disminuyendo. 45.

(59) 7.3. Rectificador. Fabricación y caracterización. 3000 -10 dBm 5 dBm 15 dBm. Voltaje en la resistencia [mV]. 2500. 2000. 1500. 1000. 500. 0 1400. 1600. 1800. 2000. 2200. 2400. 2600. 2800. Frecuencia [MHz]. Figura 7.14: Voltaje en la resistencia al variar la frecuencia para una potencia fija. Con el fin de comparar las eficiencias conseguidas por el circuito, en la figura 7.15 se comparan las eficiencias simuladas y medida al variar los parámetros, al igual que se hacı́a en la figura 7.12. En las gráficas se puede ver como afecta a la eficiencia modificar cada uno de los parámetros. Variación de I s. Variación de Bv 0.7. 0.8 0.7 0.6. Medida Modelo fabricante Bv = 1 V Bv = 3 V Bv = 5 V. 0.6. Medida Modelo fabricante Is = 1 A I s = 2.5. 0.5. A. I s = 10 A. Eficiencia. Eficiencia. 0.5 0.4. 0.4. 0.3. 0.3 0.2. 0.2. 0.1. 0.1 0 -40. -30. -20. -10. 0. 10. 0 -40. 20. Potencia de entrada [dBm]. -30. -20. -10. 0. 10. Potencia de entrada [dBm]. Figura 7.15: Comparación de la eficiencia al variar distintos parámetros. 46. 20.

(60) 7.3. Rectificador. Fabricación y caracterización. En la figura 7.16 se ha simulado tanto con el modelo del fabricante inicial, como con el modelo que se ha modificado para aproximar la medida a la simulación (VBR = 7 V e Is = 2.5 µA y unas pérdidas de 1.2 dB). Con el modelo modificado, la forma de la eficiencia es muy similar, al igual que pasaba con la tensión en bornas de la resistencia. La eficiencia que se ha conseguido es de un 55 % (para una potencia en torno a los 10 dBm) mientras que en la simulación inicial se obtenı́a un valor del 63 % (para una potencia en torno a los 3 dBm). En el apéndice H se encuentra el parámetro S11 del rectificador tanto simulado como medido con el fin de tener otro parámetro con el que comparar los resultados. 0.7. 0.6. Eficiencia. 0.5. Valor medido Modelo del fabricante Modelo del fabricante modificado. Bv = 7 V Loss = 1.2 dB. 0.4. 0.3. 0.2. 0.1. 0 -40. -30. -20. -10. 0. 10. Potencia de entrada [dBm]. Figura 7.16: Comparación de eficiencias. 47. 20.

(61) Capı́tulo 8 Conclusiones A lo largo del proyecto se ha ido diseñando y analizando el funcionamiento de cada una de las partes del circuito de la figura 8.1. Posteriormente, se han ido fabricando cada uno de los elementos del circuito para verificar que el comportamiento sea el correcto. Las principales discrepancias encontradas han sido en el dipolo, ya que, como se comentaba en el capı́tulo 3, con las simulaciones realizadas no se ha conseguido tener un modelo claro de la antena al dar distintos resultados con los distintos simuladores. Finalmente, tras la fabricación del dipolo se ha determinado que la forma correcta de simularlo es utilizando el puerto discreto de CST. Por otro lado, el filtro paso bajo medido consigue unos resultados algo peores que el modelo simulado. Esto puede deberse a errores de fabricación o a que el diseño del filtro no era del todo correcto. El circuito resultante tiene una eficiencia del 55 % para una potencia de entrada de 10 dBm. Si bien es cierto que la eficiencia no es la máxima que se esperaba conseguir (según el modelo del fabricante simulado deberı́a ser del 63 %), se trata de un valor razonable. Como se ha visto en el capı́tulo 7, esto puede deberse a que el modelo que proporciona el fabricante para el diodo (apéndice I) puede no ser correcto.. Figura 8.1: Circuito completo. 48.