Fuentes Conmutadas

Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos

Capítulo 1

Topologías de Fuentes Conmutadas Más

Empleadas por los Fabricantes

3

Introducción 3

La Fuente de Transferencia Combinada 4

El Modo Burst 7

Las Topologías para Fuentes Conmutadas 8 Elección del Mosfet Llave de Potencia 9 Elección de la Topología 10 El Transformador de Pulsos 11 Mosfet Disponibles en el Mercado Latinoamericano 13 Un Circuito más Definitivo 16 Generador de Excitación 19 La Condición de Máxima de la Fuente 19 Circuito Excitador Simulado 23 ¿Qué Pasa Cuando las dos Llaves Están Abiertas? 25

Capítulo 2

Diseño de Una Fuente Pulsada para Equipos

Electrónicos Modernos

27

El Transformador de Pulsos 27

El Efecto Pelicular 28

Núcleos para Transformadores 29 Construcción Práctica del Transformador 32

La Fuente Resonante 33

El Efecto Resonante Mecánico 33 El Sistema Resonante Eléctrico 34 El Generador de Onda Cuadrada con Llaves

Controladas 37

La Tensión Sobre los Transistores Mosfet 40 Diseño de un Modulador PWM 40

El Circuito de Prueba 42

Ajuste y Prueba del Circuito 43 Posibilidades de Regulación de la Fuente 46

Conmutación con Transistores MOSFET 47 Circuito de Excitación 48

Circuito con MOSFET 50

Otro Circuito de Excitación 51 Nuevo Circuito Excitador 51 Oscilogramas del Driver con Señal Cuadrada 53 Fuente Comercial para Amplificadores de Audio 55

Capítulo 3

El Servicio Técnico a las Fuentes Pulsadas

de los Equipos Electrónicos Modernos

59

Introducción 59

El Circuito de la Fuente 62 Funcionamiento de la Fuente 62 Reparación de la Fuente 64 La Reparación en Fotos 65 El Control de Tensión de una Fuente Pulsada 66 Un Modulador de Múltiples Usos 71 Diseño Automático del Astable

Básico con un Integrado 555 73 Circuito Completo del Modulador

con Oscilador con el Temporizador 555 73

Apéndice

El Diagrama en Bloques de una

Fuente Conmutada con Fly-Back

75

El Circuito del Rectificador 76 Circuito de Conmutación de Salida de la Fuente 76 El Arranque de la Fuente 77

El Oscilador 77

La Regulación de la Fuente 78 La Limitación de la Corriente del Primario 78 Circuitos de Protección 79 Las Fuentes del Secundario de T11 79

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UMARIO

Fuentes Pulsadas en

Equipos Electrónicos

Modernos

Director Ing. Horacio D. Vallejo

Producción

José María Nieves (Grupo Quark SRL) Autor de este Tomo de Colección:

Ingeniero Alberto H. Picerno Selección y Coordinación: Ing. Horacio Daniel Vallejo

EDITORIAL QUARK S.R.L.

Propietaria de los derechos en castellano de la publicación mensual SABER ELECTRÓNICA San Ricardo 2072 (1273) -Capital Federal - Buenos Aires - Argentina - T.E. 4301-8804

Administración y Negocios Teresa C. Jara (Grupo Quark SRL) Patricia Rivero Rivero (SISA SA de CV) Margarita Rivero Rivero (SISA SA de CV)

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www.webelectronica.com.mx La Editorial no se responsabiliza por el contenido de las no-tas firmadas. Todos los productos o marcas que se mencio-nan son a los efectos de prestar un servicio al lector, y no en-trañan responsabilidad de nuestra parte. Está prohibida la reproducción total o parcial del material contenido en esta revista, así como la industrialización y/o comercialización de los aparatos o ideas que aparecen en los mencionados tex-tos, bajo pena de sanciones legales, salvo mediante autoriza-ción por escrito de la Editorial. Septiembre 2012.

Impresión: Talleres Babieca - México

Existen distintos tipos de fuentes de alimentación pero, sin duda, las más empleadas son las pulsadas o conmutadas, debido a que son las que mejor rendimiento tienen y las que pueden funcionar con un amplio rango de tensiones de entrada sin que varíe significativamente las tensiones a su salida.

Computadoras, equipos de audio, hornos de microondas, televisores, reproductores de bluray son sólo algunos de los equipos modernos que emplean fuentes conmutadas de distinto tipo. En este texto se estudia qué es una fuente conmutada y cuáles son las topologías o diseños que llevan a la creación de un circuito.

También se describen los parámetros de diseño de una fuente típica comenzando con el componente más complejo, el transformador de pulsos, indicando dónde puede conseguirlo y cómo debe solicitarlo.

Por último se enlistan algunos consejos útiles para el servi-cio técnico, mostramos técnicas para poder variar la tensión de la fuente y mostramos el funcionamiento de un circuito PWM. Destacamos la inclusión de un apéndice en el que se des-cribe una fuente “típica” de las que puede encontrar en televi-sores a TRC ya que son equipos que seguirán llegando al taller y que, por lo tanto, todo técnico debe conocer.

Esperamos que el material, tanto este texto como los CDs, sean de su agrado.

¡Hasta el mes próximo!

SOBRE LOS

CDS Y

SU

DESCARGA

Ud, podrá descargar de nuestra web 2 CDs: “Curso de Fuentes de Alimentación” y “Servicio Técnico a las Fuentes de Alimentación” (con videos de fallas y soluciones). El primero incluye un curso con teoría y práctica sobre los distintos tipos de fuentes de alimentación y el segundo más de 20 videos téc-nicos. Para realizar la descarga deberá ingresar a nuestra web:

www.webelectronica.com.mx, tendrá que hacer clic en el

ícono password e ingresar la clave “quierofuente”. Tenga este texto cerca suyo ya que se le hará una pregunta aleatoria sobre el contenido para que pueda iniciar la descarga.

Editorial

Del Editor al Lector

Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos

sumario club 78.qxd 8/2/11 6:09 AM Página 2

Las fuentes pulsadas o conmutadas se emplean en equipos electrónicos desde hace más de 4 décadas y su objetivo es aumentar el rendimiento de la fuente de alimentación, logrando una buena estabili-dad en las tensiones generadas para un amplio rango de ten-siones de entrada.

Computadoras, equipos de audio, hornos de microondas, televisores, reproductores de bluray son sólo algunos de los equipos modernos que emple-an fuentes conmutadas de dis-tinto tipo. En este capítulo

vamos a ver básicamente qué es una fuente conmutada y cuáles son las topologí-as o diseños que llevan a la creación de un circuito.

INTRODUCCIÓN

Abra cualquier equipo de electrónica con potencias consumidas de cualquier nivel, desde 10W hasta 1kW y con tensiones de salida desde 5 hasta 200V y se va a encontrar con una hermosa fuente pulsada clásica con su transformador de ferrite y sus filtros de línea para evitar la irradiación de interferen-cias y la captación de pulsos que podrían quemar materiales de la fuente.

Salvo una fuente de un amplificador de potencia de audio de cualquier tipo, es decir tanto analógico como digital. Allí junto al equipo digital más moderno va a encontrar

un bruto transformador de 50 ó 60Hz con la clásica laminación E y I que muchas veces pesa 20 o 30 kg y que tiene una potencia de pérdida proporcional a su peso. Un verdade-ro desperdicio de energía incompatible con las épocas “verdes” que estamos viviendo.

La mayoría de los equipos tienen un con-sumo máximo y un mínimo que difieren poco entre sí.

Por ejemplo un TV de 20” puede consu-mir 50W sin brillo y sin volumen y 80 con máximo brillo y volumen. La relación de consumos es de solo 80/50 = 1,6 veces es decir de 1 a 1,6 o un 60% de la mejor a la

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Capítulo 1

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OPOLOGÍAS DE

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UENTES

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ONMUTADAS

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ÁS

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MPLEADAS POR LOS

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ABRICANTES

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peor condición. La fuente tiene que adaptar-se a este hecho, pero es una adaptación míni-ma fácil de lograr.

Un equipo de audio analógico o digital tiene un consumo mínimo casi despreciable.

Por ejemplo la corriente de polarización del par de salida que se puede estimar en 20mA para un equipo de 50W por canal.

Un equipo de esta potencia con una boci-na o parlante de 8 tiene uboci-na fuente que puede calcularse del siguiente modo:

P = E.I = 50W

como: I = E/R 50W = E.E/R o sea:

E2_{/R = 50W}

De aquí se deduce que con un parlante de 8 Ohm será:

E2 _{= 50W . 8 = 400V}2

por lo tanto:

E = 20V

Como se trata de una tensión eficaz, el valor de pico será de:

Vp = Vef x 1,41 = 20V x 1,41 = 28,2V

Haciendo números redondos sería una fuente de 30V. Por eso la potencia en reposo sería de 30V . 0,02A = 60 mW contra 50W a plena salida; todo ello considerando un siste-ma sin perdidas. Para sacar cuentas redondas

digamos que de 60mW a 60W que significa una variación de 1.000 veces del consumo de fuente.

Es decir que nuestra fuente tiene que regular casi desde consumo nulo hasta 2A porque (30V . 2A) dan 60W, con una entrada de 180V a 240V de CA (por llave, habría que convertir nuestra fuente de 220V en una fuente de 110V si queremos una fuente uni-versal).

Hacer una fuente que varíe de 30W a 60W y que entregue 30V no es ningún pro-blema, pero que regule entre circuito abierto (corriente igual a cero) y 60W ya no es tan fácil porque es una carga demasiado variable y la salida tiende a embalarse cuando la fuen-te está sin carga. Como esto es casi una imposición vamos a tratar de explicarlo con una simulación y a ver cómo lo podemos solucionar.

LAFUENTE

DETRANSFERENCIACOMBINADA

No importa de qué fuente se trate, todas las fuentes pulsadas funcionan del mismo modo. Nosotros, para entender el problema, vamos a usar una fuente de transferencia combinada que es la más simple de entender, aunque tiene el problema de que no es aisla-dora y por lo tanto no sirve para el proyecto final.

En la figura 1 se puede observar el circui-to básico, en donde se utiliza una llave con-trolada por tensión como elemento activo. Por supuesto en el circuito real se utilizará un transistor bipolar o un MOSFET.

El circuito es una simple llave que se cie-rra y se abre rítmicamente a la frecuencia

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fijada por el generador de funciones, que genera una señal rectangular. El período de actividad de la llave está ajustado a un valor bajo, de modo que la llave está cerrada poco tiempo (9%) y abierta el tiempo restante y su frecuencia de trabajo es de 50kHz es decir que cumple su ciclo en un período de 1/50.000 = 20µS de los cuales está cerrada unos 2µS y abierta los 18µS restantes.

Cuando la llave se cierra aumenta la corriente por ella en forma paulatina.

Como estamos tomando una muestra en el retorno de la batería (que representa al puen-te de rectificadores y el electrolítico de la fuente no regulada de entrada) se observa la señal yendo hacia negativo pero en realidad es un pulso positivo. La corriente de la llave pasa por el inductor L1 y luego por la carga generando tensión continua en el electrolíti-co de salida C1 y la carga R1 electrolíti-con un nivel bajo debido al poco tiempo de actividad de la llave.

No circula corriente por el diodo D1 por-que el mismo está en inversa. En cuanto la llave se abre, la corriente por el inductor que estaba creciendo y generando una tensión positiva en el inductor del lado del diodo, con respecto a una negativa del lado de la carga, comienza a reducirse y genera una tensión inversa sobre el inductor que polari-za al diodo en directa. Ahora el campo mag-nético acumulado en el inductor hace circu-lar corriente por D1, L1 y la carga C1 y R1. Esa corriente se reduce paulatinamente a medida que se agota la carga de campo mag-nético en el inductor, hasta que finalmente no alcanza para mantener conduciendo al diodo y el inductor se queda a impedancia alta, con la llave y el diodo abiertos y realiza una osci-lación propia debido a su inductancia y a su capacidad distribuida, que dura todo el tiem-po en que se está recuperando energía como lo demuestra el oscilograma de la figura 2 en donde se muestra la corriente de carga y la de recuperación. Así se puede reconocer que

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Figura 1 - Circuito de fuente de transferencia combinada.

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nuestro problema está en la enorme reducción de tensiones que requiere el circuito, que nos lleva a trabajar con tiempos de actividad pequeños aun a los valores nominales de corriente de carga. Reducir la carga por ejemplo a 1A implica reducir el tiempo de acti-vidad a la mitad es decir 1µS y a esos valores de tiempo de actividad las llaves comunes tienen bajo rendimiento, porque demoran en abrir y cerrar. A niveles menores de carga ya no pueden cumplir con su función de abrir y cerrar porque

Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos

Figura 2 - Corriente de recuperación de la fuente.

Figura 3 - Excitación en modo burst.

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no tienen tiempo para hacerlo. Y entonces la ten-sión de salida pierde la regulación, la llave demo-ra en abrir y sube la ten-sión de salida a niveles peligrosos.

ELMODOBURST

La solución al proble-ma es el modo burst. La palabra burst se traduce cómo salva y consiste en una doble modulación de la señal de la llave. Cuando el tiempo de acti-vidad no se puede reducir

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Figura 4 - Excitación de modo burst para reducir la tensión de salida.

Figura 5 - Ripple en el modo burst.

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más, se recurre a generar un grupo de pulsos un corte, otro grupo de pulsos, otro corte, etc. hasta que baje la tensión al valor deseado cuando se usa baja carga.

En la figura 3 se puede observar el circui-to modificado con dos generadores sumados para manejar la llave de este modo.

El circuito funciona del mismo modo que el anterior, pero ahora los cierres de la llave se realizan con un trencito, de pulsos, que levantan la salida, un corte largo, otro trenci-to etc. logrando reducir la tensión de salida a pesar de que la llave dura cerrada un tiempo aceptablemente largo.

En la figura 4 se puede observar un osci-lograma de los pulsos de excitación junto con los pulsos de carga del inductor.

Este modo es una solución, pero implica colocar capacitores más grandes como filtro de salida, porque ahora el ripple es el corres-pondiente al período de apagado del burst que puede ser mucho mayor que el período de la oscilación principal. En la figura 5 se puede observar el ripple aún con un capaci-tor 10 veces mayor.

Lo importante es partir y ya recorrimos el primer trecho de nuestra fuente pulsada para audio. Ya vimos la primer dificultad y dimos una idea de cómo salvarla. El diseño debe tener llaves muy rápidas para que tenga un elevado rendimiento y un factor de atenua-ción tan elevado como de 300 a 30V con una carga que varía casi de circuito abierto a uno 2A.

Esto es algo muy difícil de lograr y pro-bablemente tengamos que realizar un mo resistivo para levantar el mínimo consu-mo, probablemente sea imprescindible con-sumir unos 200mA cuando no hay audio de salida que equivale a 6W.

Nos dá lastima porque son unos cuantos árboles perdidos mientras el equipo está en silencio, pero tal vez podamos hacer que el micro detecte que el equipo está en silencio por mucho tiempo y lo pase a stand by auto-máticamente.

LASTOPOLOGÍAS PARA

FUENTESCONMUTADAS

No existe una topología que aventaje a las otras en cuanto trabajar en el modo burst. Todas son adecuadas; pero si existen topolo-gías mas adecuadas para potencias altas que para potencias bajas.

En principio nuestra intensión es trabajar si se puede con 100W por canal y si no pode-mos con 50W por canal aproximadamente. Con estas potencias se pueden utilizar topo-logías de cualquier tipo con uno, dos o cua-tro transistores. Cada una tiene sus ventajas y sus desventajas que no están de más aprender ya que las fuentes de alimentación pulsadas tienen una aplicación universal y todo lo que mencionemos sobre ellas será sumamente útil para cualquier proyecto.

En primera instancia debemos decir que una fuente pulsada requiere una o más llaves digitales. Por eso debemos considerar las diferentes posibilidades existentes en el mer-cado. En principio existen tres posibilidades de la cuales solo dos son prácticas en este momento: los transistores bipolares; los tran-sistores MOSFET y los GATOs. De estos tres los bipolares y los MOSFET son amplia-mente conocidos y no vamos a explicar nada sobre ellos porque el que encara un diseño de una fuente pulsada debe tener conoci-mientos sobre ellos.

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Nos quedan el último grito de la moda en llaves digitales que son los GATOs; podemos considerarlos como una mezcla de transistor bipolar y MOSFET que presentan las venta-jas de los transistores bipolares, con referen-cia a su tensión colector emisor, sin los pro-blemas de excitación que ellos poseen por-que se excitan por compuerta. El problema es que los GATOs son aun muy nuevos y no se consigue gran variedad de ellos.

Al elegir entre Bipolares y MOSFET priva el problema del costo y la facilidad de excitación por lo cual la decisión mas lógica es utilizar MOSFET de los cuales luego rea-lizaremos una selección de los existentes en plaza.

ELECCIÓN DELMOSFET

LLAVE DEPOTENCIA

Empecemos por lo mas simple; el circui-to clásico de las fuentes pulsadas para TV.

Estas fuentes poseen una fuente primaria no regulada idéntica a la que vamos a utilizar nosotros que es la de 220V rectificada con un puente de rectificadores y un capacitor elec-trolítico de unos 330µF x 450V.

Esta tensión es de 310V y nuestra fuente la debe convertir en un valor cercano a los 30V. Este valor no interesa demasiado por-que se varía con la relación de espiras del transformador. Pero lo que si interesa es la tensión de primario.

En efecto de acuerdo a la topología elegi-da el MOSFET debe admitir por lo menos el doble de la tensión no regulada y un cierto margen que podemos estimar en unos 200V más.

Es decir que necesitamos transistores de unos 800V los cuales no son simples de con-seguir. En general se pueden usar MOSFET de TV pero estos están diseñados para unos 80W de salida. Esto nos indica que sería con-veniente utilizar una topología de dos tran-sistores llave para que se repartan la potencia y podamos obtener unos 160W en total que pueden estirarse a 200W.

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Figura 6 - Fuente de transferencia indirecta.

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ELECCIÓN DE LATOPOLOGÍA

A nuestros efectos podemos ordenar las topologías de acuerdo a la cantidad de llaves utilizadas como de llave simple, en semi-puente y en semi-puente completo. Dibujemos pri-mero la topología aisladora de llave simple (también conocida como de transferencia indirecta o fly-back). Ver figura 6. El prima-rio del transformador posee una inductancia que determina el crecimiento de la corriente en función del tiempo, que por supuesto comienza en cero en el comienzo del ciclo, que es cuando se cierra la llave. La fórmula que determina la corriente en un determina-do instante de tiempo es:

I = (1/L) . T

Si L es de 1Hy en un segundo la corrien-te crece linealmencorrien-te hasta 1A. Por esa razón las inductancias utilizadas están en el orden del mHy y las frecuencias en el orden de los 100kHz (semiperiodo de 5µs) porque de ese modo se llega a corrientes de: I = (1/5µHy) . 5 µs = 1A. Ver la figura 7.

Pero en este circuito la fuente es de 1V y nosotros tenemos una fuente de 310V. Como el sistema es lineal esto significa que

necesi-taremos un inductor con 310 veces mas inductancia es decir del orden de los 5.1µHy multiplicado por 310 nos dá 1,5mHy. Esta inductancia no será realmente un inductor, sino la inductancia del primario del transfor-mador de pulsos. Nuestro transfortransfor-mador deberá ser reductor de modo que cuando tenga aplicados los 310V entregue 31V de pico positivo en su secundario.

El problema es que cuando se abra la llave J1, la inductancia de primario generará una sobretensión que puede llegar a ser de varios kV. Ese es justamente el fenómeno que le da el nombre de fly-back a la fuente analizada. Esa sobretensión se limita con un limitador a diodo y red RC que nosotros reemplazamos por una fuente limitadora de 400V ya que este circuito solo es de demos-tración y no pretendemos que sea funcional. Ahora cuando corta J1 la tensión de la llave crece abruptamente hasta que el diodo D2 se ponga en directa (400V+310V). En ese momento también conduce el diodo D1 y el capacitor C1 recupera la carga perdida el resto del tiempo.

El diodo D1 extrae toda la energía mag-nética acumulada en el núcleo, antes que la llave se vuelva a cerrar; es decir que nuestro

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Figura 7 - Corriente por una inductancia.

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circuito tiene tres tiempos claramente defini-dos. El primero es el de acumulación de energía magnética en el núcleo. El segundo es de recuperación de la energía magnética en el núcleo, y el tercero es el tiempo de espera hasta que se vuelva a cerrar la llave.

La red RC sobre D1 es para lentificarlo un poco y evitar que se produzcan oscilaciones espurias y los resistores R1 y R3 son para poder medir la corriente por la llave y por la carga. C1 debería ser de por lo menos 470µF pero pusimos un valor bajo para acelerar la simulación.

Para conocer el rendimiento del circuito agregamos un amperímetro en serie con la tensión del puente de rectificadores y un vol-tímetro en paralelo con la carga. La potencia de entrada será entonces la tensión de 310V multiplicado por la indicación del amperíme-tro XMM2 y la potencia de salida lo indica-do por el voltímetro XMM1 al cuadraindica-do, dividido por la resistencia de carga R2 de 10 Ohm.

La potencia de salida es de 86W y la de entrada de 88W lo que da un excelente ren-dimiento para el circuito que es casi unitario

(0,97%). Por supuesto el Multisim no tiene en cuenta las perdidas en el ferrite del núcleo que considera ideal.

En la figura 8 se puede observar la forma de señal de tensión y de corriente sobre la llave. Como podemos observar el tiempo 3 prácticamente no existe y eso es lo que gene-ra un elevado rendimiento del circuito. En la práctica cuando se debe variar el tiempo de actividad el tiempo muerto no puede ser tan bajo y el rendimiento empeora.

ELTRANSFORMADOR DEPULSOS

El componente más importante de la fuente es el transformador de pulsos. Su tamaño determina el costo total de la fuente porque los MOSFET suelen ser muy econó-micos aun con corrientes y tensiones mucho más altas que las nominales. Por eso es que pensamos en tecnologías con mas de un MOSFET mirando a que el transformador sea lo mas pequeño posible para la potencia puesta en juego.

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Figura 8 - Oscilograma de tensión y corriente sobre la llave J1.

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Y el tamaño del transformador depende fuertemente de la inductancia de primario y ya aprendimos que la misma depende de la frecuencia de trabajo y la tensión de fuente. Por lo tanto debemos elegir a priori una fre-cuencia de trabajo que no sea muy alta para que los MOSFET no tengan que ser de muy alta velocidad pero que no sea tan baja que agrande el transformador.

En principio una frecuencia de 80kHz puede ser adecuada. Luego analizaremos topologías que reducen la tensión de trabajo (tensión del puente) para usar inductancias menores.

Pero hay algo muy importante que mere-ce una atención especial y es la composición del núcleo con o sin entrehierro.

Expliquemos lo que es el entrehierro. Un núcleo de ferrite tiene una curva B/H deter-minada. A medida que aumenta H la curva se va haciendo cada vez más horizontal hasta

que llega al punto de saturación donde el núcleo tiene la misma permeabilidad que el aire. En la figura 9 se puede observar un ejemplo.

Por supuesto que en nuestro diseño tene-mos que trabajar por debajo del punto de saturación, que depende la cantidad de espi-ras del primario y de la corriente que circula por ellas; en una palabra del campo

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Figura 9 - Curva B/H de un núcleo de ferrite.

Figura 10 - Corriente por el primario del transformador.

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co donde se encuentra sumergido el núcleo. Precisamente el núcleo aumenta la lidad del aire en un factor llamado permeabi-lidad oº. Como resulta lógico la misma curva se continúa hacia el cuadrante negativo y tiene una curva inversa en ese cuadrante.

Como consecuencia de esto es evidente que nuestro núcleo debe estar sometido en lo posible a una CA. Ya que la componente continua, si la hubiera, desplazaría el punto de trabajo hacia un cuadrante o el otro y reduciría la parte activa de la curva.

Si Ud. desarma un fly-back seguramente encontrara que las dos “C” que forman el núcleo están separadas por un cartón o una lamina de plástico. Esto se debe a que en el circuito de salida horizontal circula una com-ponente continua sobre el primario y sin ese entrehierro el núcleo se saturaría. Colocar esa lámina reduce la permeabilidad aunque evita la saturación y eso incrementa el tama-ño del núcleo. Ahora el tema es saber si el circuito que utilizamos hace circular corrien-te continua por el núcleo. Para eso solo corrien- tene-mos que agregar un resistor shunt y utilizar el osciloscopio. Ver la figura 10.

Como podemos observar toda la señal de corriente esta sobre el eje cero y es una rampa que dura el 50% del tiempo y tiene un valor pico de 1A. Realizando los cálculos esto implica una componente continua de 0,25A y se requiere el uso de un entrehierro porque solo se aprovecha la curva del primer cuadrante (la sección del núcleo es el doble de la necesaria). En el caso del fly-back no interesa mucho porque el tamaño está deter-minado por el bobinado de alta tensión. Pero en nuestro caso si interesa y mucho porque aumenta el costo del núcleo o la capacidad de sacarle mas corriente a la fuente.

Esto significa que el circuito propuesto no es el más indicado y que deberemos buscar

una topología de circuito que genere un campo alternado en el núcleo. Seguramente Ud. se estará preguntando como vamos a aplicar una tensión inversa al primario si solo tenemos una tensión positiva de 310V. Note que dijimos un campo magnético alternado sobre el núcleo y no una tensión alternada sobre el primario. Y eso se logra con simple topología. Pero antes de analizar la topología vamos a analizar los MOSFET que tenemos disponibles en el mercado.

MOSFETDISPONIBLES

EN ELMERCADOLATINOAMERICANO

En nuestro mercado los diseños se deben acomodar a los componentes de reemplazos para la reparación de TVs; en caso contrario hay que realizar complejas operaciones de compra en el exterior.

Hablando con mis alumnos llegue a la conclusión que por lo menos en Argentina se consiguen 3 MOSFETs para fuente de TV que son los siguientes:

1) 6N60-A de 600V y 6,2A (existe la variedad B de 650V).

2) K3264 de 800V y 7A. 3) K1507 de 600V y 9A.

Detengámonos a analizar el de peores características para ver si puede ser utilizado en nuestra fuente. El par de datos mas impor-tante parece indicar que con referencia a la corriente tenemos un buen margen de seguri-dad pero no así de la tensión si limitamos la misma al doble de la tensión de fuente que es lo típico ya que tendríamos una tensión de 620V lo que exigiría el uso de la variedad B que no siempre se consigue y además prácti-camente sin margen de seguridad.

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Sin embargo podríamos utilizar alguna topología de dos transistores que nos va a resultar muy útil para varias cosas. La prime-ra es distribuir la potencia sobre dos llaves en lugar de una y la siguiente es bajar la tensión aplicada a la mitad. Esto hace que el 6N60-A resulte perfectamente apto para nuestra fuen-te.

Pero aun quedan parámetros por analizar. Lo primero es saber si el transistor podrá trabajar a 80kHz y para eso debemos adentrarnos en la descripción del mismo que aparece en su datas-te (especificación).

Sus fabricantes dicen: el 6N60 es una MOS-FET de canal N de 6,2A y 600/650V diseñado para obtener una alta velocidad de conmuta-ción y una baja capaci-dad de compuerta.

Su estado de baja resistencia es caracterís-tico de los diseños de avalancha controlada que poseen un valor muy bajo de la misma. Sus características principa-les son:

1) La resistencia en el estado cerrado R ds(on) = 1,5Ohms a una tensión de compuerta de 10V.

2) Una ultra baja carga de compuerta, típi-ca de 20 nC (nano Coulomb).

3) Baja capacitancia

de transferencia (valores típicos para Crss son de 10pF).

4) Energía de avalancha testeada. 5) Soporta una elevada variación dV/dT. 6) Capacitancia de entrada 700 a 1000pF. Con referencia a sus características térmi-cas es poco lo que podemos decir

práctica-Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos

Figura 11 - Características resumidas del 2SK3264.

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mente en el comienzo de nuestro proyecto, pero se pueden hacer algunas consideracio-nes groseras.

El rendimiento de una fuente pulsada a máxima potencia, puede estimarse en un 85%. Si buscamos construir una fuente de 200W significa que la potencia disipada sobre todo en las llaves es del 15% de la potencia máxima es decir 30W.

Si se usa una topología de dos MOSFET se disiparían 15W por MOSFET. La especi-ficación indica que la resistencia térmica con temperatura controlada de carcaza (disipador infinito) es de 2 ºC/W lo que significa que la juntura sobreelevaría una temperatura de 15ºC. Si la temperatura ambiente máxima de

trabajo se toma en 40ºC significa que con un disipador infinito la juntura llegaría a 55ºC lo que significa que se puede resolver el pro-yecto con un disipador aceptablemente pequeño.

Con referencia al MOSFET K3264 pode-mos indicar que sería también perfectamente apto y un reemplazo de mejores característi-cas que el 6N60 con referencia tanto a ten-sión como a corriente y con buenas caracte-rísticas de velocidad. Lo mismo podemos decir del K1507 de los que presentamos sus características principales en las figuras 11 y 12.

Nuestra preferencia por el 6N60 se basan en la capacidad de entrada Ciss que es de 700

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Figura 12 - Características del 2SK1507.

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a 1000pF en tanto que en el 3264 puede lle-gar a 1350pF en el 3264 y a 1800pF en el 1507. Esta capacidad es la carga del driver y puede generar problemas de excitación redondeando los flancos de la señal y provo-cando demoras en el encendido y en el apa-gado.

En nuestro caso esas demoras son impor-tantísimas para mejorar el rango de funcio-namiento de la fuente con señales que tengan poco tiempo de actividad (amplificador con baja señal). Dentro de lo posible, debemos procurar trabajar hasta con señales de un 5% de tiempo de actividad que equivalen 300 nS.

Nota: en la especificación del 3264 esta

equivocada la unidad de medida de los tiempos de conmutación (que deben estar en ns -nanosegundos-).

El 6N60 tiene un tiempo de apagado de 40 ns lo que nos permite suponer que podrá trabajar hasta el 5% de tiempo de actividad o tal vez menos.

UN CIRCUITO MÁSDEFINITIVO

Dentro de la topología de circuitos debe-mos buscar una que no exija demasiada ten-sión a los dos transistores MOSFET que ya decidimos emplear. Que tome como fuente no regulada un puente de rectificadores nor-mal y que alimente el primario con CA. En la figura 13 mostramos un posible circuito que probaremos y modificaremos si fuera nece-sario. Primero debemos aclarar que el circui-to esta alimentado por dos fuentes con lo que parece que no cumplimos con una de las pre-misas. Sin embargo no es así porque las dos tensiones de 155V en serie se pueden obtener colocando dos electrolíticos en serie como capacidad de carga del puente de rectificado-res.

Luego observe que el primario se alimen-ta desde la unión central de las fuentes y posee una llave a los 300V y otra a masa. Es decir que el primario tiene aplicada una corriente alterna perfecta como lo va a

indi-Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos

Figura 13 - Circuito básico de la fuente.

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car el oscilograma de la figura 14. Como vemos el transformador es atacado por una CA perfecta de 310 Vpap y 155V de pico negativo y positivo. De este modo le pedi-mos la menor exigencia al núcleo del trans-formador que no requiere entrehierro.

De cualquier modo para asegurarnos que el primario no sea atravesado por una conti-nua es conveniente utilizar una capacitor en serie con el mismo que tenga suficiente capa-cidad como para que no caiga tensión sobre

el, tal como lo observamos en la figura 15.

En realidad el circuito primario tiene que estar pre-parado para las dos tensio-nes de red usadas en America y Europa, para que la fuente sea una solución integral para todos los luga-res del mundo. En la figura 16 se observa el circuito con una llave (en 110V) que per-mite pasar de una tensión a otra con una resistencia equivalente a una carga de 120W (680 Ohm) y la posi-bilidad de tomar tensión de 300V o de 150V para la llave de potencia superior y el transformador. Y en la figura 17 se observa el mismo circuito con la llave posicionada en 220V y también con la misma posibilidad.

El circuito del secundario tiene una senci-llez espartana, porque solo posee un rectifi-cador negativo y otro positivo que posterior-mente deberemos proveer de los correspon-dientes filtros antirradiación. La excitación es simplemente una señal rectangular que para cumplir con las exigencias de diferentes cargas y tensiones de primario (en caso de baja tensión) debe variar su tiempo de actividad de modo que XFG2 sea el com-plemento a 100 de XFG1, es decir que si uno fuera del 40% el otro debe ser del 60%.

En la figura colocamos una carga media y excita-mos con señales del 50% en ambos generadores para

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Figura 14 - Oscilograma de primario del transformador.

Figura 15 - Circuito real de fuente para 220V de red .

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hacer una prueba. Ahora llega el momento de probar el circuito con los parámetros reales de consumo para ver si la salida positiva y negativa se mantiene en valores complemen-tarios. Es decir que debemos variar R1 y R2 que ahora están disipando 30W cada uno (es decir 60W) por valores que permitan disipar por lo menos 120W con un tiempo de activi-dad del 40% y luego reducir esa carga al 10% de su valor original y ver en cuanto debe quedar el tiempo de actividad.

Por razones de espacio vamos a dejar esta experiencia para la próxima entrega en donde dibujaremos el circuito completo y posiblemente agreguemos un par de diodos auxiliares más si fuera necesario, ya que observamos varios circuitos comerciales que tienen dos diodos por cada extremo del secundario.

De esta manera tenemos ya un circuito casi definitivo del sistema de llaves.

Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos

Figura 16 - Puente en 110V.

Figura 17 - Puente en 220V de red.

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Demostramos el problema de la circulación de corriente continua por el transformador y lo resolvimos con el uso de una fuente parti-da en el medio, usando dos electrolíticos en serie (de cualquier modo esa es una solución aceptable porque por razones de circulación de corrientes se requieren capacitores de ele-vado tamaño, llamados de alto ripple o dos de tamaño normal).

Vamos ahora a realizar las simulaciones propuestas y ver el problema del núcleo a utilizar, con sus dimensiones y característi-cas. Este es un problema complejo para América que siempre esta muy mal surtida de materiales especiales.

GENERADOR DEEXCITACIÓN

Vamos a desarrollar el circuito generador de esa excitación, en una simulación en Multisim y vamos a probar su funcionamien-to con un transformador con secundario de carga para que entregue 32V partiendo de una red de 220/110V.

Nuestra fuente funciona con regulación porque la señal de excitación modifica el tiempo de actividad de modo de mantener reguladas las fuentes de -32 y +32V (en rea-lidad sólo se puede mantener regulada una; la otra se regula automáticamente). Para lograr que la fuente regule a máxima carga hay que excitarla con un período de actividad del 50%, bajar la tensión de fuente no regu-lada a 250V, conectarle la carga máxima y observar que se generen 35V, 36V o mas de salida.

Luego cambiar el tiempo de actividad a mano y observar que ajuste en 32V de salida. Pero cuando el tiempo de actividad se

redu-ce no puede haredu-cerlo en cualquier momento, debe generar una señal de excitación simétri-ca para no deformar la señal de los secunda-rios. Esto complica el generador de modo que hay que utilizar dos comparadores para resolverlo aun sin emplear más que las llaves controladas por tensión del Multisim.

Nuestro primer paso va a ser resolver el funcionamiento al máximo tiempo de activi-dad (50%) y posteriormente resolver el exci-tador para que regule a 32V.

LACONDICIÓN DEMÁXIMA DE LAFUENTE

En nuestro curso vamos siempre desde lo más simple a lo más complejo. En principio vamos a resolver el problema para un ampli-ficador monofónico de 60W y luego en otras entregas, seguiremos rediseñando para ver si llegamos a los 120W que permitan alimentar un sistema estereofónico.

Para poder excitar a un sistema mono de 60W por canal; la tensión calculada de fuen-te es de +32V y -32V aproximadamenfuen-te lo que implica una corriente de fuente positiva o negativa de 30W/32V = 0,9A. Pero al rea-lizar la prueba de máxima, la salida de fuen-te debe estar excedida; será de 36V por ejem-plo y entonces la corriente va a ser menor; 30W/36V = 0,83A. Lo importante es calcular la resistencia de carga como de 36V/0,83A = 43 Ohms. Para hacer la verificación sobre la fuente positiva se entrega una potencia de 36V.0,83A = 30W que sumados a los 30W de la fuente negativa hacen los 60W de nuestro amplificador.

Con estos datos armamos la simulación de nuestro último circuito con dos resistores de carga de 43 Ohm.

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Figura 18 - Circuito del secundario aislado a condiciones máximas.

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El circuito del secundario (ver figura 18) se entiende claramente con el diodo D1 rectificando +32V y el diodo D2 recrectificando -32V, pero como se puede observar se agrega-ron los diodos D6 y D5 para completar un rectificador de onda completa y poder dividir por 2 la corriente que manejan los diodos D1 y D2 y duplicar la frecuencia del ripple, que ahora será de 160kHz.

De cualquier modo esto no reduce el valor de los capacitores de filtro, porque los mis-mos están diseñados para soportar las varia-ciones de la carga de audio. Es imposible evitar que la entrada de los diodos auxiliares no genere alguna oscilación parásita. Por esa razón es que agregamos los resistores R3 y R4, los inductores L1 y L2 y los capacitores C3, C4, C5 y C6. Con ellos sólo se puede

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Figura 19 - Oscilogramas de la fuente.

Figura 20 - Excitador con período de actividad variable.

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observar un mínimo sobrepulso que no gene-ra molestas irgene-radiaciones.

Observe que generamos un poco más del valor deseado porque en realidad el período de actividad máximo debe ser un poco infe-rior al 50% para evita que se produzca un solapamiento de las señales de gate y se enciendan los dos MOSFET al mismo tiem-po, lo que produciría un cortocircuito momentáneo de fuente a masa, con un segu-ro deteriosegu-ro de los mismos.

En cuanto a la forma de señal de primario y secundario se puede observar en la figura 19 la señal primaria la tomamos sobre el pri-mario y la señal del bobinado inferior con referencia a la masa aislada.

Mirando la figura, el lector puede obser-var la perfecta simetría de las formas de señal y la limpieza de la señal presente en el secundario. El oscilograma del bobinado superior es una replica invertida del oscilo-grama mostrado.

Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos

Figura 21 - Oscilograma al 50% de tiempo de actividad V = 5V.

Figura 22 - Oscilograma al 40% de tiempo de actividad V = 4V.

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También es conveniente observar que el bobinado primario esta excitado con una señal perfectamente alternada es decir con un valor medio igual a cero lo que nos permite aprovechar todas las características del núcleo.

Ahora debemos excitar el mismo circuito pero con una señal que tenga periodos de actividad más cortos sin perder su valor medio nulo; lo que requiere el uso de un cir-cuito comparador rápido y un generador de onda triangular.

CIRCUITOEXCITADORSIMULADO

En la figura 20 se puede observar el cir-cuito simulado del excitador de las llaves controlada por tensión, con periodo de acti-vidad variable con un potenciómetro.

Lo ideal para entender el funcionamiento de este excitador es observar las señales de control de las llaves a diferentes períodos de actividad, que resultan tener una forma de onda muy particular para conservar la

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Figura 23 - Oscilograma con un 20% de tiempo de actividad tensión V = 2V.

Figura 24 - Funcionamiento del comparador inferior.

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tría, que garantice que la señal sobre el trans-formador sea alterna (es decir con valor medio igual a cero).

Como el período de actividad depende de la tensión continua entregada con el poten-ciómetro, vamos a colocar los oscilogramas junto con la tensión y el período de actividad. Vea las figuras 21, 22 y 23.

Ahora que se sabe como debe ser la señal generada se puede analizar como hace el

cir-cuito para generarla analizando el circir-cuito de la figura 20.

El circuito es, en cierto modo, similar al modulador PWM de nuestro amplificador de audio pero considerando que se debe gene-rar una señal con valor medio nulo. Es evi-dente que las llaves deben estar excitadas por diferentes señales y por eso se utilizan los dos comparadores.

El circuito de salida de los comparadores

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Figura 25 - Funcionamiento del comparador superior.

Figura 26 - Agregado de los diodos recuperadores.

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es igual y consiste solo en un resistor de 1k ya que los comparadores tienen salida a colector abierto (open colector). Por supues-to cada salida va conectada a una llave con-trolada por tensión.

En la entrada - del comparador superior se conecta una onda triangular con fase directa y en la entrada - del comparador inferior la salida invertida. La tensión continua del potenciómetro opera como eje de recorte de las ondas triangulares, tal como puede obser-varse en el oscilograma de la figura 24.

En la figura 25 se puede observar el osci-lagrama del comparador superior que nos permite entender cómo se genera el otro pulso de salida.

Como las ondas triangulares están desfa-sadas 180º también lo estarán las señales de salida de los comparadores.

Corresponde aclarar que la sensibilidad de la modulación es fácilmente modificable cambiando el valor pap de la onda triangular.

¿QUÉPASACUANDO LAS DOS

LLAVES ESTÁNABIERTAS?

Ocurre que el primario queda conectado a alta impedancia y eso no es conveniente. La solución del problema se consigue utilizando

dos diodos conectados sobre las llaves con-troladas por tensión según el circuito de la figura 26.

Con estos dos diodos, si la corriente no circula por las llaves en dirección hacia abajo; circula por los diodos en dirección hacia arriba, pero siempre hay un circuito cerrado para evitar las sobretensiones sobre el bobinado primario.

Primeras Conclusiones

De este modo hemos visto qué es una fuente conmutada, que diferentes configura-ciones o tipologías pueden tener las fuentes presentes en los equipos electrónicos de últi-ma generación y cómo puede ser una fuente para nuestros proyectos. Para ello, ya tene-mos resuelto el circuito secundario y la exci-tación del circuito primario. Resta unir los dos circuitos para verificar el funcionamien-to y la posibilidad de regulación, tema que analizaremos en el próximo capítulo. Posteriormente reemplazaremos las llaves controladas por tensión por los MOSFET que ya elegimos y diseñaremos el driver de los mismos.

Por el momento trabajamos con un trans-formador simulado, pero les avisamos a los lectores de México y América Latina en general que ya estamos en contacto con dis-tribuidores de material de ferrite para la construcción del componente definitivo. ☺☺

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Ya hemos visto cómo es una fuente conmutada o pulsada empleada en los equipos electrónicos actuales y qué requisitos debe cumplir la misma. En este capítulo

veremos los parámetros de diseño de una fuente típica comenzando con el componente más comple-jo, el transformador de pulsos, indicando dónde puede conseguirlo y cómo debe solicitarlo.

Obviamente, como Saber Electrónica llega a todas las ciudades, daremos

ejemplos en Argentina, México y Venezuela y, para otros países deberá recurrir a Internet, en base a los datos que sugerimos.

ELTRANSFORMADOR DEPULSOS

Un transformador de pulsos es el compo-nente bobinado más difícil de fabricar de la electrónica. En él confluyen los conoci-mientos de los materiales magnéticos; los materiales dieléctricos (no se olvide que la prueba de aislación se realiza a 2.500V) y los conocimientos de RF bajas que incluyen el efecto pelicular. Seguramente Ud. quedó asustado después de leer esta frase e inclusi-ve extrañado porque hablemos del efecto pelicular a los 80 o 100kHz en que trabaja nuestra fuente.

Tome una radio de AM en desuso. Busque su antena de ferrite y desarme el bobinado de sintonía. Fíjese que está construido con 7 alambres de cobre esmaltados retorcidos y el manojo cubierto con hilo de algodón. Inclusive en mis buenos tiempos en Tonomac utilizábamos alambre de 14 hilos.

Ud. dirá que por ese bobinado pasaban microamperes y por un transformador de pulsos pueden pasar varios amperes de pico. No importa, en ambos casos ocurre el mismo efecto pelicular.

Si Ud. desarma un transformador de pul-sos de procedencia Asiática va a observar

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Capítulo 2

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que el primario es un simple y grueso alam-bre de coalam-bre. Pero si desarma un transforma-dor Europeo verá que el primario puede ser de 2 o 4 hilos de cobre esmaltado o inclusive de faja de cobre esmaltada aislada con mate-riales plásticos. Ocurre que los Europeos cui-dan el medio ambiente y los Asiáticos cuicui-dan el bolsillo.

ELEFECTOPELICULAR

SI Ud. usa un conductor grueso es porque pretende que la corriente circule por todo el conductor, para reducir la resistencia del mismo. Pero el campo magnético que crea una línea de electrones circulantes por el medio del conductor tiende a frenarlos o por lo menos se opone a la circulación generan-do calor. El campo magnético de una línea de electrones periféricos no puede frenar a la línea de electrones siguientes y entonces se produce un efecto llamado pelicular que hace circular a los electrones preferentemente por la periferia del conductor.

Este efecto es marcadamente dependiente de la frecuencia, así que podemos decir que en todos los componentes bobinados recorri-dos por frecuencias superiores a 1MHz el diámetro se elije para que el alambre sea cómodo de bobinar y se permite que el efec-to pelicular trabaje a sus anchas. En corrien-te continua, la densidad de corriencorrien-te es simi-lar en todo el conductor (figura 1 a), pero en corriente alterna se observa que hay una mayor densidad de corriente en la superficie que en el centro (figura 1 b). Este fenómeno se conoce con varios nombres: efecto pelicu-lar de Ávila Aroche, efecto skin-Aroche o efecto Kelvin. Este fenómeno hace que la resistencia efectiva o de corriente alterna sea

mayor que la resistencia óhmica o de corriente continua. Este efecto es el causante de la variación de la resistencia eléctrica, en corriente alterna, de un conductor debido a la variación de la frecuencia de la corriente eléctrica que circula por éste.

El efecto pelicular se debe a que la varia-ción del campo magnético en funvaria-ción del tiempo, es mayor en el centro que en la peri-feria simplemente porque hay mayores cam-pos sumados, lo que da lugar a una reactan-cia inductiva mayor, y debido a ello, a una intensidad menor de corriente en el centro del conductor y mayor en la periferia.

Este efecto es apreciable en conductores de grandes secciones, especialmente si son macizos. Aumenta con la frecuencia, en aquellos conductores con cubierta metálica o si están arrollados en un núcleo ferromagné-tico que es nuestro caso particular.

En frecuencias altas los electrones tien-den a circular por la zona más externa del conductor, en forma de corona, en vez de

Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos

Figura 1 - Corriente por un conductor maci-zo cuando está recorrido por una corriente continua (a) y una alterna (b) de moderada

frecuencia.

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hacerlo por toda su sección, con lo que, de hecho, disminuye la sección efectiva por la que circulan estos electrones aumentando la resistencia del conductor aunque sería más propio decir la reactancia inductiva.

Este fenómeno es muy perjudicial en las líneas de transmisión que conectan dispositi-vos de alta frecuencia (por ejemplo un trans-misor de radio con su antena).

Si la potencia es elevada se producirá una gran pérdida en la línea, debido a la disipa-ción de energía en la resistencia de la misma. También es muy negativo en el comporta-miento de bobinas y transformadores para altas frecuencias, debido a que perjudica al factor de merito o Q de los circuitos reso-nantes al aumentar la resistencia respecto o la reactancia.

Una forma de mitigar este efecto es el empleo en las líneas y en los inductores del denominado hilo o alambre de Litz, consis-tente en un cable formado por muchos con-ductores de pequeña sección aislados unos de otros con esmalte y unidos solo en los extremos. De esta forma se consigue un aumento de la zona de conducción efectiva. Ver la figura 2.

¿Se puede realizar un cálculo de la pro-fundidad hasta la cual

cir-cula corriente eléctrica? Sí, aunque es algo com-plejo. Normalmente la resis-tencia de un conductor de forma circular se calcula con la fórmula:

R =ρ

. L/S

En donde ρ (se dice “ro”) es la permeabilidad relativa del material conductor

utili-zado. Para nuestro caso el cobre tiene una resistividad de 0,017 Ohm por mm2 _por

metro con L en metros y S en mm2_.

Se define la profundidad superficial de los conductores, al área efectiva por la que cir-cula corriente en el conductor. Depende de la frecuencia, permeabilidad magnética y resis-tividad del material y se da en metros.

Fórmula 1 - Fórmula para el cálculo de la penetración.

En donde ω = 2 F ; µ es la permeabili-dad del material y σ la resitivipermeabili-dad.

En realidad los bobinados de nuestro transformador deberían estar realizados con alambres Litz para reducir las pérdidas pero tomaremos como suficiente precaución utili-zar 4 alambres de cobre esmaltado retorci-dos, del diámetro adecuado.

NÚCLEOS PARATRANSFORMADORES

El principio del transformador es que toda bobina sumergida en un campo magnético variable genera una tensión alternada de la misma frecuencia que la de variación del campo magnético.

La tensión inducida es función de la velocidad de variación del campo magné-tico de su orientación y de su intensidad. Lo importante es que el campo sea variable

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Figura 2 - Alambre Litz

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porque un campo fijo como el generado por un imán o un electroimán de CC no induce tensión alguna. Estos casos dan forma a las dínamos y los motores eléctricos.

El caso que nos ocupa es una estructura fija de material magnético formado por cha-pas recortadas con forma de “E” y de “I” que generan un camino de baja reluctancia (resis-tencia al campo magnético) y que pasa por dentro del primario y el secundario.

La variación del campo magnético de la bobina sumergida en él puede ser debido al movimiento, pero en nuestro caso (el trans-formador) se trata de una estructura fija en la que se varía la corriente, aplicada al prima-rio. Conste que dijimos corriente y no ten-sión, porque el campo magnético es función de la corriente que varía por el primario y no de la tensión aplicada a él.

En principio un bloque macizo de hierro silicio puede encargarse de conducir el campo magnético del primario por dentro del

secundario sin que nada del campo se des-perdicie, cerrándose por el aire sin pasar por el secundario.

Pero es imposible lograr, que aunque sea un pequeño campo, se cierre solo sobre el primario y por eso un transformador se representa siempre como un transformador ideal con un pequeño inductor en serie con el primario que representa las pérdidas de flujo y la ausencia de rendimiento unitario. Ver la figura 3.

Un transformador consiste en dos bobina-dos fuertemente acoplabobina-dos entre sí. Puede ser simplemente por la geometría de las bobinas (una dentro de la otra), pero más generalmente se trata de una estructura metá-lica con un material que es mucho más per-meable que el aire (al campo magnético) como por ejemplo el hierro silicio.

Durante muchos años los únicos transfor-madores que se conocían eran los de hierro silicio laminados ya que la máxima

frecuen-Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos

Figura 3 - Transformador ideal y real.

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cia a la que se trabajaba era de 100Hz. En la práctica para reducir al máximo las pérdidas por histéresis magnética se recurre al uso de materiales capaces de imantarse y desiman-tarse rápidamente, tal como ocurre con el hierro silicio.

En cuanto a las pérdidas por corrientes de Foucault o corrientes parásitas podremos tener una idea mas precisa al respecto si observamos la figura 4, la cual consideramos por supuesto como un núcleo macizo a pesar de ser de chapa laminada.

Si consideramos al mismo recorrido por un determinado flujo magnético como el dibujado en líneas de puntos; como éste es variable se originan en dicho núcleo corrien-tes circulares que se opondrán en todo ins-tante a la causa que las origina. Siendo el

núcleo de una sola pieza, la resistencia eléc-trica que ofrecerá a dichas corrientes circula-res será baja, lo cual provocará un incremen-to de tales corrientes.

Debido a su efecto contrario, la corriente de la fuerza magnetizante debilitará a esta última y, en consecuencia provocará un incremento de la perdida en la potencia que disipará el primario para un correcto funcio-namiento del transformador, en la corriente que circula por el primario.

Esto en sí representa una pérdida de potencia que disipará el primario para un correcto funcionamiento del transformador.

Para contrarrestar el efecto de estas corrientes parásitas es posible llegar a una solución muy interesante basada en ofrecer una máxima resistencia transversal a las mis-mas. Esto se consigue integrando el núcleo magnético mediante un conjunto de láminas delgadas de hierro, superpuestas una sobre otra y aisladas entre sí con un baño de goma laca, barniz o simplemente óxido. En la figu-ra 4 podemos apreciar el tipo de construcción propuesto que evidentemente reduce las corrientes circulares transformándolas en elípticas de mucho menos recorrido.

Naturalmente que éstas igual se producen, pero debido a que el hierro tiene mucha menor sección el valor alcanzado por las corrientes de Foucault es sensiblemente mas reducido, disminuyendo en consecuencia las pérdidas.

En la práctica los transformadores se construyen con una gran cantidad de láminas muy delgadas de hierro silicio aisladas entre sí y fuertemente comprimidas. Con estas pre-cauciones se lograrán realizar transformado-res que alcanzan a cubrir la gama de audio si se utilizan procesos de orientación del grano magnético de la laminación.

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Figura 4 - Núcleo laminado.

Figura 5 - Armado de un núcleo.

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La máxima frecuencia de trabajo de un núcleo esta determinada por las llamadas corrientes de Foucault que consisten en corrientes inducidas en el propio hierro por estar sometido a un campo magnético varia-ble debido al fenómeno de la inducción mag-nética.

Los cortes en forma de lámina secciona el camino de circulación de las corrientes de Foucault y más cuando las mismas están oxi-dadas.

De cualquier modo la forma indicada no es práctica porque no posee lugar para mon-tar el secundario. En el ítem siguiente obser-varemos formas prácticas de laminación.

En la figura 5 se puede observar una solu-ción totalmente clásica consistente en el corte “E” y “I” de la laminación.

Los cortes en I y en E se arman intercala-dos tal como se observa a la izquierda para evitar que se produzca un corte del camino magnético principal.

Cuando se deben realizar transformadores que superen la banda de audio se abandona la laminación y se utilizan gránulos de hierro amalgamados con resinas epoxi, poliéster u otros materiales plásticos, lo que permiten aumentar la permeabilidad hasta frecuencias del orden de los 2MHz. Este tipo de material toma el nombre genérico de ferrite. En la figura 6 se puede observar una fotografía de estas formas de ferrites para transformadores de pulsos de fuentes.

El material de ferrite tiene características muy particulares que requieren un análisis muy cuidadoso para elegir el más adecuado a nuestras necesidades. Por supuesto lo más importante es determinar el tamaño del trans-formador en función de la potencia que debe entregar la fuente. Pero muchas veces este tamaño está determinado más por las

carac-terísticas de aislación y el acoplamiento que debe tener la fuente.

CONSTRUCCIÓNPRÁCTICA DELTRANSFORMADOR

Ya dijimos que un transformador real tiene una inductancia parásita llamada de dispersión que debe minimizarse para obte-ner un elevado rendimiento (que la mayor parte de la energía que ingresa por el prima-rio salga por el/los secundaprima-rios). Esto impli-ca una construcción muy particular del trans-formador. Mirando las fotografías se observa que la zona de bobinados se encuentra sobre la rama central del núcleo construida sobre un carretel de plástico. Ese carretel se llena de un modo muy particular: primero la mitad del primario, luego los secundarios y por último la otra mitad del primario. Es decir que el bobinado es un sándwich de dos tapas de primario con los secundarios como fiam-bre. Esto provoca un fuerte acoplamiento

Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos

Figura 6 - Formas de ferrite para trans-formadores de pulsos.

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entre el primario y los secundarios minimi-zando la inductancia de dispersión.

Pero también hablamos de que la prueba de aislación se realiza a 2500V y esto impli-ca una construcción muy particular con una aislación de cinta de mylard sobre la primer mitad del primario, luego construir el/los secundarios una nueva capa de mylard y por último la segunda parte del primario.

Es evidente que si los terminales de pri-mario y secundario se sacan del mismo lado del carretel será imposible conseguir la aisla-ción correcta. Por eso la soluaisla-ción típica es sacar los terminales de primario por un lado y los de secundarios por el otro.

Por último es fundamental que la aisla-ción del circuito impreso sea mejor que la del transformador.

Como puede observar, ingresamos de lleno en el desarrollo del transformador de pulsos mencionando las razones históricas que llevaron a la utilización del ferrite y sobre todo a explicar los requisitos de aisla-ción y rendimiento del transformador.

Todo depende de la construcción y la habilidad del diseñador para lograr una buena separación entre los terminales del transformador y entre el primario y secunda-rio.

Los lectores curiosos que deseen observar las especificaciones de los ferrites les indica-mos que los que se consiguen en Argentina se obtienen primero en la lista de materiales de Elemon (www.elemon.net) y luego con-sultar las características de los materiales en existencia hay que ingresar en www.epcos.com. En México puede consultar en EYM Electrónica (www.eym.com.mx), en Venezuela en: www.zonalectronica.com y para otros países debe fijarse en el listado que hemos colocado en nuestra web.

LAFUENTERESONANTE

Hemos discutido cuál es la mejor topolo-gía para una fuente de audio. Y cuando quie-ro “optimizar” la topología elegida me encuentro con problemas difíciles de resol-ver. Por eso quiero plantear un nuevo méto-do de resolver el problema con una fuente no pulsada.

Desde el comienzo, en este texto, la idea es diseñar juntos una fuente pulsada; es decir que yo aún no tengo la solución mientras estoy escribiendo estas líneas y además ni siquiera me animé a asegurar que pueda lle-gar a una. Quedamos en que de cualquier modo la aventura de aprender es siempre provechosa y decidimos meternos en el tema con todo.

Me animé a escribir porque leí un artícu-lo en una revista española en donde explica-ban parcialmente la construcción de una, evi-dentemente basada en un artículo en Inglés al que no tuve acceso. Pero a medida que fui ingresando en el diseño me dí cuenta de que tenía grandes falencias y no pude resolver la sección del secundario del transformador.

Releyendo mis propios artículos sobre fuentes llegué a la conclusión de que las fuentes de alta potencia de mejor rendimien-to se utilizaban en los TV de plasma y son fuentes que no se pueden clasificar como pulsadas aunque funcionen con pulsos. Se llaman fuentes resonantes y como es clásico en nuestro curso vamos a estudiarlas a fondo.

ELEFECTORESONANTEMECÁNICO

La resonancia mecánica es un efecto sumamente utilizado en muchos dispositivos

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y debemos estudiarla antes de entender cómo funciona una fuente resonante.

El péndulo es la máquina resonante más conocida de todas las épocas y la más didác-tica para entender el problema del rendi-miento. Vamos a analizar un péndulo con aguja rígida, peso y rulemán en su punto de pivote. Ver la figura 7. Este dispositivo es una máquina transformadora de energía gra-vitatoria en energía térmica, si consideramos que el rulemán no es ideal y tiene un deter-minado rozamiento.

Las transformaciones que se producen son las siguientes:

A) Se levanta el peso dándole energía potencial gravitatoria y se suelta.

B) La aguja hace oscilar al peso que llega al punto central; en ese lugar la energía potencial gravitatoria es nula porque el peso no puede bajar más allá de esa posición. Toda la energía potencial se transformó en energía cinética.

C) La energía cinética lleva al peso hacia la izquierda hasta una altura algo menor que la derecha.

D) El rulemán se calienta por el roza-miento, generando una energía térmica exactamente igual a la pérdida de energía potencial gravitatoria.

E) La energía potencial algo reducida comienza a convertirse en energía cinética con dirección contraria a la anterior. Pasa por el punto central y comienza a reducirse aumentando la energía potencial.

F) Cuando el péndulo se detiene total-mente lo hace a menos altura que desde donde partió y comienza un nuevo ciclo de descenso. En ese momento el martillo golpea al peso y recupera la energía térmica gene-rada en el rulemán.

Note que si el rulemán se oxida, el siste-ma debe realizar un esfuerzo siste-mayor sobre el mismo y se produce más energía térmica. El péndulo sube menos y el martillo debe dar un golpe mayor para mantener al sistema fun-cionando a amplitud constante.

ELSISTEMARESONANTEELÉCTRICO

En la resonancia eléctrica se utilizan las características opuestas del capacitor y del inductor. El hecho de que uno se oponga a las variaciones de tensión y el otro a las variaciones de corriente hace que colocados en serie o en paralelo sean ideales para trans-ferirse la energía de uno a otro generando una oscilación amortiguada (como la del péndulo). Cada circuito busca reponer la energía perdida en cada ciclo de modo que la oscilación se realice en forma permanente. El problema es que los circuitos deben com-pletar la posibilidad de entregar la energía perdida en cada ciclo con la posibilidad de retirar potencia continua hacia el amplifica-dor y que la tensión de continua pueda ajus-tarse permanentemente con un sistema reali-mentado.

En la figura 8 se puede observar el circui-to básico que nos ayudará a explicar el

fun-Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos

Figura 7 - Oscilador a péndulo.

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