Caracterisation fort signal de composant semi-conducteurs en ondes millimétriques: Mise en ceuvre de la technique de préadaptatión

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(1)Caractérisation Fort Signal de Composants Semiconducteurs en Ondes Millimétriques: Mise en Œuvre de la technique de préadaptation. Rapport de Stage (Proyecto de Grado) Version Française. Giovanni Andrés Cadena Rojas 1er septembre 2003 – 18 décembre 2003. Encadrants Monsieur le Docteur Alain Péden Monsieur le Docteur Daniel Bourreau. (ENST Bretagne) (ENST Bretagne). Monsieur le Docteur Nestor M. Peña. (Université des Andes).

(2) IEL2-03-II-43. SOMMAIRE 1. Introduction et contexte.......................................................................................... 3 2. Rappels théoriques ................................................................................................. 5 2.1 Paramètres S ...................................................................................................5 2.2 Non-linéarités dans les circuits micro-ondes : .....................................................6 2.2.1 Génération d’harmoniques :.......................................................................6 2.2.2 Saturation : ..............................................................................................7 2.2.3 Conversion AM-PM : ..................................................................................7 2.2.4 Intermodulation :......................................................................................7 3. Le banc de mesure Load-Pull en bande Ka (26.5-40GHz) ........................................... 8 3.1 Méthode de variation de la charge passive : .......................................................8 3.2 Méthode de la charge active .............................................................................9 3.2.1 Générateurs synchrones : ..........................................................................9 3.2.2 Boucle active .......................................................................................... 10 3.3 Méthode de la charge pré adaptée : ................................................................ 11 4. Modélisation non-linéaire des composants............................................................... 14 4.1 Modèles tableaux (Look-Up-Table)[4] .............................................................. 14 4.2 Modèles physiques[4]..................................................................................... 16 4.2.1 Extraction du modèle .............................................................................. 16 4.3 Modèles boite-noir ......................................................................................... 16 4.3.1 Séries de Volterra[5] ............................................................................... 17 4.3.2 Fonctions descriptives [10][11][12] .......................................................... 17 4.4 Conclusion..................................................................................................... 20 5. Etalonnage du banc de mesure :............................................................................ 22 5.1 Modèle d'erreurs de l'appareil de mesure : ....................................................... 23 5.2 Méthode TRL ................................................................................................. 24 5.2.1 TRL pour mesures sous pointes : ............................................................. 24 6. Simulation du banc load-pull avec préadaptation: .................................................... 26 6.1 Alternative 1 :................................................................................................ 26 6.2 Alternative 2 :................................................................................................ 28 6.3 Mesure des pertes dans la boucle .................................................................... 31 6.4 Simulation d’un composant no-linéal :.............................................................. 35 7. Résultats expérimentaux ....................................................................................... 40 7.1 Validation des mesures :................................................................................. 40 7.1.1 Isolateur NEMS:...................................................................................... 40 7.1.2 Filtre passe-bande en guide rectangulaire : ............................................... 41 7.2 Mesures d’un composant active : le transistor PHEMT LP7612............................ 42 7.3 Comparaison load-pull avec et sans préadaptation: ........................................... 44 8. Modifications au logiciel existant : .......................................................................... 47 8.1 Algorithme pour positionner les mesures Ps(Pe) a une valeur ΓL .......................... 47 8.1.1 Variation linéale de la phase .................................................................... 47 8.1.2 Approximation en magnitude de ΓL ........................................................... 50 8.2 Conclusion..................................................................................................... 52 9. Conclusions.......................................................................................................... 53 Bibliographie : ............................................................................................................. 55 10. ANNEXE............................................................................................................... 57 10.1 Algorithme de réglage de ΓL ............................................................................ 57. 2.

(3) IEL2-03-II-43. 1. Introduction et contexte Il existe une tendance mondiale croissante quant au développement d'applications et à la normalisation pour l'utilisation de hautes fréquences déplacés principalement par la nécessité d'une plus grande vitesse de données et par une occupation du spectre électromagnétique. Rapidement les bandes jusqu'aux 30GHz s’accaparent dont les applications se concentrent en la transmission satélital étant donné la directivité des émissions et le bon exercice dès qu'atténuation qui présente cette bande. Entre les autres applications on trouve les réseaux sans fils de secteur local, systèmes de distribution multipoint à bandes larges (LMDS, MMDS...), monitorat de véhicules (RADAR ACC) et multimédia par satellite. Un autre des grands intérêts se trouve dans les communications de fibre optique avec l'augmentation de la fréquence de flux ultra- important, dans lesquelles les amplificateurs de puissance sont utilisés comme "drivers" de circuits de contrôle de modulation de LASER. Les fréquences à auxquelles on travaille sont de 20GHz à 80GHz ce qui est considéré très important en en tenant compte du fait que beaucoup de micro-ondes composantes parviennent seulement à couvrir des fréquences de quelques GHz. Les domaines de l'électronique et de l’optoélectronique sont de manière égale propulsés par la nécessité de transmission d'information et de traitement chaque fois plus importante. Les méthodes et les techniques utilisés dans l'ingénierie de micro-ondes perçoivent une plus grande importance dans ces domaines. La conception de systèmes est encore un peu compliquée d'une part par les coûts d'accéder à une technologie à ces fréquences quant à fabrication et à disponibilité de marché et d'autre part à la nécessité d'utiliser des dispositifs dont le comportement est non- linéaire et pour lesquels les stratégies de développement de circuits linéaires ne peuvent pas correctement être appliquées. Les dispositifs sont menés effectivement aux limites d'opération linéaire étant donné le travail dans des fréquences millimétriques et à l'intégration croissante des circuits ce qui rend nécessaire d'avoir des outils capables d'inclure ces effets. En plus, actuellement la conception à succès des circuits micro-ondes dépend fortement des outils CAO. La caractérisation fort signal est une partie essentielle de la création des modèles sans importance de son application parce qu'il permet de connaître réellement le fonctionnement du dispositif sous des conditions d'opération très proches à la réalité dans laquelle il va être utilisé. Il ne peut pas être oublié que la base d'un modèle sont précisément les données qui sont obtenues de l'étape de caractérisation. On a ensuite de nombreux défis quant à conception et analyse non linéaire en cherchant des modèles qui peuvent être valables sous une vaste gamme de paramètres de fonctionnement lesquels le cas d'un transistor sont : fréquence, polarisation, type d'excitations, température, déviations statistiques etc.. Ce rapport se concentre sur la technique de caractérisation Load-Pull pour lequel il existe déjà un appareil construit. Dans les premiers chapitres un rappel de quelques concepts est donné suivi d’une description du banc actuel et de la modification de préadaptation pour améliorer la performance en puissance du banc. Après la simulation du comportement du banc en prenant quelques alternatives de préadaptation. Finalement les résultats expérimentaux du banc et de la. 3.

(4) IEL2-03-II-43 technique de préadaptation comme aussi des modifications faites au logiciel de pilotage existant. En plus dans le chapitre 4 des stratégies de modélisation no-linéal sont explorées avec le but d’évoluer le banc vers l’obtention complet des modèles non-linaires et de une intégration avec les outils CAO. La bande Ka est attractive parce qu’elle un débit plus haut que las bandes Ku ou C, elle a aussi la capacité de travailler avec multiples zones de couverture et les atténuations dues a l’atmosphère sont encore pas très fortes. Dans le futur proche c’est possible cette bande deviendra la préférée pour les communications satellite de haut debit. En plus il y aura une saturation des bandes Ku et C. cependant les coûts de migration sont sans doute une complication pour l’utilisation de la bande Ka.. 4.

(5) IEL2-03-II-43. 2. Rappels théoriques 2.1 Paramètres S Les paramètres S ou de dispersion sont une façon de décrire des circuits en fonction de leurs ondes de puissance ou des ondes qui entrent et sortent par chacun de leurs accès. Ces ondes sont connues comme incident et réfléchie respectivement. Généralement les ondes incidentes sont désignées par la lettre an où n est le numéro de l’accès du réseau. De même manière pour les ondes réfléchies qui sont dénotées bn. Pour un quadripôle on a: S11= b1/ a1 |a2=0: coefficient de réflexion de l'entrée. S12= b2/ a1 |a1=0: coefficient de transmission inverse. S22= b2/ a2 |b1=0: coefficient de réflexion de la sortie. S21= b1/ a2 |b2=0: gain de transmission directe.. a1. b1. I1. a2. Quadri pôle. V1. Quadri pôle. I2 V2. b2. Figure 2.1 Comparaison entre les représentations V/I et ondes de puissance.. Ils sont utilisés pour décrire des réseaux (circuits) en hautes fréquences où des modèles simples valables en basses fréquences ne peuvent pas être appliqués. C’est le cas des paramètres connus H, et ou Z dans lesquels on met en rapport les tensions et les courants dans les 2 accès au moyen de constantes, étant la seule différence entre eux le choix entre des variables dépendantes et indépendantes. Les problèmes avec ces modèles quand ils s’appliquent en hautes fréquences sont principalement de mesure parce que quand on souhaite faire l'obtention de ces paramètres l'assemblage réel devient difficile à faire puisqu’on requit : V1= 0, V2= 0, I1= 0, I2= 0. Vu ce qui précède, les problèmes qui apparaissent quand on augmente la fréquence sont : - Les courts circuits et les circuits ouverts sont difficiles à effectuer sur une large bande de fréquences. - On n’a pas d’appareils qui mesurent les courants et les voltages totaux dans les terminaux. - Dispositifs actifs comme les diodes de tunnel et les transistors peuvent devenir instables avec un court circuit ou un circuit ouvert. Depuis leur approche les paramètres S ont révolutionné effectivement l'industrie de l'électronique de haute fréquence. Toutefois ces paramètres ne sont pas omnipotents, ils ont des limitations. Particulièrement la restriction est qu'ils sont seulement valables pour les cas où les dispositifs accomplint le théorème de la superposition et la multiplication par un scalaire, autrement ils sont valables pour des conditions linéaires.. 5.

(6) IEL2-03-II-43. Au fur et à mesure que la technologie avance, on a requis une description des circuits qui peut dépasser les barrières imposées par le caractère linéaire, et qui est en accord avec les conditions réelles d'opération des conceptions. Les avantages d'un tel modèle sont nombreux, comme une conception plus rapide et robuste des systèmes de communication et l'intégration de ces modèles à des outils de conception assistée par ordinateur (CAD). Ces outils sont devenus la main droite de beaucoup de concepteurs et aujourd’hui ils sont totalement nécessaires dans la conception et la simulation de beaucoup d'applications réelles. Effectivement la conception assistée par ordinateur est un outil qui a permis de réduire les temps de conception, les coûts d'essai et a amélioré la robustesse des produits, mais c’est important de souligner que ces outils d'analyse peuvent seulement être réellement bonnes et nécessaires pendant les modèles des composants que ceux-ci utilisent aussi le soient. Il est vers cet objectif qui doivent être formulé et gainer des modèles de dispositifs.. 2.2 Non-linéarités dans les circuits micro-ondes : Les non-linéarités ne sont pas limités à un type d'effet ni à un type de dispositif, ils sont généralement inhérents au mode de fonctionnement du dispositif ; le premier des phénomènes non linéaires à analyser est celui de la génération de fréquences. Ils existent indépendamment celle-ci des autres phénomènes non-linéales lesquels peuvent être classés en voyant les effets sur le signal de sortie.. 2.2.1 Génération d’harmoniques : Cet effet non- linéaire se présente par la multiplication de signaux étant donné une fonction de transfert non linéaire et a pour conséquence la génération de signaux harmoniques (dans multiples complets de la fréquence fondamentale). Non un caractère linéaire d’ordre 2 laisse déjà démontrer clairement l'effet. Si on a un dispositif qui présente l'équation : i (t) = v2(t) et qui est soumis à une entrée de 2 tons donnée par une source de voltage idéal : v(t)=a1cos(ω1t) + a2cos(ω2t). (1). En appliquant directement l'équation on obtient : i (t) = a12+ a22+ a12cos(2ω1t) + a22cos(2ω2t) + 2 a1a2 cos((ω1+ω2)t)+cos((ω1-ω2)t) ]. (2). Du résultat précédent il est possible de voir les termes harmoniques situés dans les fréquences mω1 et mω2 et surtout mω1 ± mω2. Le problème qui implique ce phénomène est principalement l'interférence produite pour d'autres dispositifs qui travaillent des bandes proches de ces harmoniques.. 6.

(7) IEL2-03-II-43. 2.2.2 Saturation : Celui-ci est un effet communément lié aux amplificateurs qui est dû au fait que la puissance de sortie ne peut pas augmenter indéfiniment, par des effets internes du dispositif ou parce qu’on n’a pas assez puissance dans l’alimentation du circuit. Il s'agit concrètement d'une réduction du gain de puissance qui altère les signaux en plus de réduire la sensibilité du système quand on aura plusieurs entrées à différents niveaux de puissance.. 2.2.3 Conversion AM-PM : Ce type de non-linéarité se caractérise par le changement de la phase à cause d’un changement de l'amplitude. Ce qui implique qu'on a une non-linéarité avec mémoire qui est particulièrement nuisible pour circuits comme les PLL (Phase Locked Loop) et en général pour tout système dépendant de la phase.. 2.2.4 Intermodulation : L'intermodulation est la conséquence du mélange de fréquences quand on a plusieurs entrées dans un circuit non linéaire. Cette situation peut être vue dans (2) par les termes cos((ω1+ω2)t) et cos((ω1-ω2)t), appelés aussi des produits de mélange. Ces termes posent un problème parce que, si bien qu'ils sont petits généralement, ils peuvent être assez proches du signal qu'on veut obtenir et par conséquent il n'est pas possible de les filtrer. Particulièrement le troisième produit de mélange donné par 2ω1-ω2 et 2ω2-ω1 tend à être plus nuisible puisqu'il est proche à la fréquence des génératrices et il est le plus fort.. 7.

(8) IEL2-03-II-43. 3. Le banc de mesure Load-Pull en bande Ka (26.5-40GHz) Load-Pull est un terme en Anglais pour décrire une façon de caractériser dispositifs micro-ondes qu’est surtout utilisé pour les dispositifs non-linéaires. Essentiellement il s’agit de la mesure des ondes de puissance incidentes et réfléchies au dispositif en changeant l’impédance présentée en sortie. Comme ça on peut avoir information de la puissance sortante du dispositif ou quadripôle et du gain de puissance. Il existe différentes manières de monter un banc Load-Pull avec ses avantages et restrictions, le banc de Load-Pull de l’ENST Bretagne a presque tous les modes d’opération charge active qu’on expliquera dans les paragraphes suivants.. 3.1 Méthode de variation de la charge passive : Cette méthode s’agit de la variation de la charge de dispositif sous test au moyen d'appareils qui changent l'impédance de manière mécanique et qui sont connus comme tuners. Son fonctionnement presque toujours consiste une série de stubs réglables au moyen de vis. La variation des impédances de charge résulte dans des changements correspondants du coefficient de réflexion ΓL. Selon la puissance d'entrée on peut obtenir par exemple des découpes d'impédances pour niveaux de puissance ajoutée constantes.. Generateur de puissance 50Ω. tuner. DUT. E. ΓL 50Ω. Wattmeter. Figure 3.1 Description de la méthode de la charge passive. Au moyen de cette méthode on peut synthétiser toutes les impédances de l’abaque de Smith pour lesquelles le coefficient de réflexion est plus petit que 0.85 (en fréquence micro-ondes eg. 1-5Ghz). Au fur et à mesure qu'on augmente la fréquence les pertes croissent c’est pourquoi cette alternative cesse d'être practique spécialement pour ces composants de grande puissance fortement désadaptés. Par exemple ceux qui résultent de l'union de différentes cellules en parallèle pour lesquelles les impédances de charge peuvent être 1 Ohm ou moins. Un autre inconvénient de cette technique est le manque de contrôle sur l'impédance présentée en tuner quand il s'agira de fréquences différentes de celles de travail, lequel se produit dans des circuits non- linéaires. Ce qui précède implique également un risque d'instabilité du quadripôle.. 8.

(9) IEL2-03-II-43 Les mesures qui sont principalement obtenues sont : La puissance d'entrée PIN La puissance de sortie POUT Le rendement en puissance ajoutée ηa= POUT - PIN La puissance ajoutée Pa = POUT- PIN Po L'impédance de charge ZL. 3.2 Méthode de la charge active 3.2.1 Générateurs synchrones : Celui-ci est le premier des méthodes de charge active, lequel est apparu en réponse à la nécessité de dépasser les inconvénients de la génération passive d'impédances qui ont été précédemment décrits. Dans cette configuration on utilise généralement un générateur cohérent qui à travers des coupleurs nourrit tant l'entrée du DUT comme aussi la sortie, c'est-à-dire produit les ondes incidentes a1 et a2. Ceci implique qu'on produit un signal d'entrée au DUT comme est habituel, mais qu'on a aussi une onde reçue par le port ce qui arrête le dispositif est vu comme une réflexion provenant de la charge puisqu'on a que :. ΓL = a2 b2. En principe le dispositif est relié à une charge adaptée le quel implique la transmission totale de la puissance à la charge, ceci résulte dans la synthèse d'impédances à partir du point central de l’abaque de Smith ce qui peut être un problème puisque davantage de puissance est nécessaire pour arriver aux zones proches au bord. Le banc de load-pull disponible au laboratoire a la capacité se configurer en mode de générateurs synchrones. Le diagramme se montre ensuite dans la Figure 3.2 la seule chose ce qui manque en ce qui concerne le modèle conventionnel sont les filtres passe-bande à la sortie des amplificateurs, et ce qui sont inclus dans le but de restreindre la présence de d'harmoniques amplifiés que peuvent endommager les mesures.. 9.

(10) IEL2-03-II-43. CouplerSingle TLIN TL1. Attenuator. TLIN. PhaseShiftSML PS1. Attenuator. Amplifier. Amplifier P_1Tone. vTOP TLIN. Vsspa TLIN. DUT 1. Attenuator. 3. IsolatorSML. 1. S. 2. TwoPort BLKBOX1 ZRef=50 Ohm. coupleur COUPLEUR1 V1inc. R R1. 2. 3. 4. V1ref. IsolatorSML. Attenuator. coupleur. V2ref. ANALYSEUR DER R4 RESEAUX VECTORIEL A 4 ACCES R. 4. V2inc. R R3. Figure 3.2 Synoptique "générateurs synchrones" du load-pull. Avantages : En ce qui concerne la méthode de la charge passive, ce rapprochement dispose plusieurs avantages entre celles qui sont trouvés : - La possibilité de produire des coefficients de réflexion sur tout l’abaque de Smith. - Un contrôle plus rigoureux sur les variations d'impédances. - L’étalonnage est plus exact dû au plus grand contrôle sur les pertes. Inconvénients : Comme inconvénient a qu'il est nécessaire de connaître à chaque moment la puissance de l'onde émise par le transistor (b2) de telle sorte qu'on puisse produire une onde réfléchie correspondant à l'impédance qu'on souhaite simuler. Dans l'intention de résoudre ce problème on pose la méthode suivante. D'autres inconvénients sont : - Difficultés pour obtenir la courbe de puissance de sortie en fonction de la puissance d'entrée. - ΓL n'est pas invariables en ce qui concerne la puissance d'entrée du DUT, en compliquant l'obtention de mesures de puissance justes. - Le processus de mesure prend beaucoup de temps.. 3.2.2 Boucle active Dans cette méthode on effectue même une synthèse électronique de la charge du dispositif sous mesure, mais il est différencié dans la génération de l'onde incidente sur le port 2 (a2), puisque celle-ci est produite à partir d'un cycle de réalimentation lequel on prend une fraction de 10.

(11) IEL2-03-II-43 l'onde b2 au moyen d'un coupleur et après un déphasage et une amplification spécifiques, il est ré alimenté au moyen d'un autre coupleur directionnel et il se transforme l'onde incidente. Cet assemblage existe dans l'ENST Bretagne et a été utilisé avec succès pour la caractérisation de transistors de basse puissance, un schéma simple est montré dans la figure suivante.. Φ. Eg. DUT a1. b1. a2. b2. Analyseur de reseaux Figure 3.3 Schéma de base de la technique de boucle active. Le niveau de l’onde incident au deuxième accès est proportionnel à l’onde sortante en magnitude, donc on peut connaître le rapport a2/b2 (ΓL), cela permet contrôler l’impédance de sortie pour mesurer la puissance.. 3.3 Méthode de la charge pré adaptée : Cette méthode propose comme une nouvelle alternative pour effectuer les mesures de Load-Pull vers le milieu des années 90[ ]. Le fondement principal est dans l'utilisation appropriée de charges désadaptées (différents de cela conjugué de l'impédance de sortie), pour manier le dispositif sous mesure. Cette technique s'adresse à des mesures de Load-Pull de type actif, et je suis particulièrement effectué pour la technique de générateurs synchrones. L'objectif principal est la synthèse d'impédances proches au bord de l’abaque de Smith (plus grands à 0.9) lesquelles sont compliquées d'obtenir pour des amplificateurs à un grand signal du à la demande de hauts niveaux de puissance dans le côté de la charge. Le principe de fonctionnement de la technique est simple, on doit ajouter un coupleur directionnel et un court circuit glissant (variable) à la sortie du port à mesurer (port 2) comme on montre dans la Figure 3.4. Le résultat est un transfert du point central de mesure depuis la valeur d'impédance régularisée ZL= 1 + j0 à un autre point non adapté comme se montre dans. 11.

(12) IEL2-03-II-43 elle Figure 3.5. En plus de réduire la puissance nécessaire pour produire les coefficients de réflexion, on a l'avantage d'une plus grande précision de recherche des points optimaux et un plus petit risque de porter au DUT à la région d'instabilité où il peut probablement souffrir des dommages.. Coupleur Directionnel. CC variable ∅. DUT. E Figure 3.4 Schéma de la technique de préadaptation. Figure 3.5 Simulation électronique de la charge avec charge adaptée (gauche) et charge désadaptée (droite). Si on examine un coupleur idéal on a que les paramètres de transmission et de couplage sont :. C2 =. 1. e jϕ dB / 10 10. ⎛ 1 ⎞⎟e jθ t 2 =⎜⎜ 1− dB / 10 ⎟ ⎠ ⎝ 10. où dB est la valeur en décibels du coupleur. En partant de la scène proposée dans elle Figure 3.4, et avec une valeur de couplage donné par exemple de 10dB, on a que la partie transmise de l'onde va totalement être réfléchie étant donné le court, ce que résultera avec un |ΓL| = 0.9 pour le cas où la source cette Et serait éteinte. Cette valeur est Γ0. Quand on allume la source, une perturbation se produit sur Γou tant dans la magnitude comme dans la phase. De duquel il résulte que : 12.

(13) IEL2-03-II-43. à2 = Γou b2 + C ∂a2 où ∂a2 correspond à l'onde incidente fournie par la source et:. a2 =ΓL =Γo +C⋅ ∂a2 =Γo +∂Γ b2 b2 Il peut aussi être montré que cette méthode est plus efficace en termes de puissance nécessaire pour produire les coefficients de réflexion. Celle-ci constitue une autre des motivations pour l'ajouter au système de mesure actuelle. Les conditions en matière d'éléments de circuit pour pouvoir mettre en oeuvre cette configuration sont : - 1 coupleur 10 dB. - 1 coupleur 20 dB. - 1 Court circuit variable ou 1 Atténuateur variable + 1 variable + déphaseur 1 court circuit. Une grande partie du travail effectué s'est concentrée la simulation et l'assemblage réel de la technique de préadaptation dans l'intention d'améliorer les restrictions de puissance existantes dans la voie 2 de l'appareil de mesure. Cette technique jusqu'au présent n'a pas été exploré et pourrait apporter des avantages pour certains types de mesures lesquelles valent quantifier. Avant de mettre en oeuvre ce circuit on mène à bien une étude basée des formules théoriques comme aussi en simulation pour vérifier son rendement et pour examiner les limitations des composants actuels dans la caractérisation de circuits de puissance.. 13.

(14) IEL2-03-II-43. 4. Modélisation non-linéaire des composants Les problèmes avec l’utilisation des modèles linéaux ont été déjà décrits dans les chapitres précédents, il est donc claire que les paramètres S, Y ou les impédances peuvent donner une approximation correcte pour les circuits non linéaires a grand signal. On trouve que ce problème a été fait face par plusieurs personnes et groupes d’investigation qui cherchent des modèles précis, compacts, et robustes sur la gamme de fonctionnement. Ces réquisits sont importants parce que des produits de mélange et des contributions des harmoniques peuvent exister sur une grande gamme de fréquences. Une étude bibliographique a été faite pour se renseigner sur les types de modèles et les possibles applications du banc pour extraire des données qui peuvent être utilises pour la construction de ces représentations des dispositifs.. 4.1 Modèles tableaux (Look-Up-Table)[4] Un modèle tableau est fait directement à partir de las méditions des quantités relevantes mesurées et aussi calculées a l’aide des équations différentielles. On peut les considérer comme le premier alternatif vers la modélisation des composants. Ils sont souvent des mesures de voltage et courant. Par exemple Ids, Vds, Vgs pour un transistor de type FET. Pourtant quand on monte la fréquence il devient de plus en plus difficile d’obtenir mesures directes de ces quantités, par conséquent il faut travailler avec les paramètres S et après faire la transformation correspondante vers courant et voltage. Pour extraire le modèle de tableau on a besoin de faire des balayages des points de mesure dans le domaine de paramètres indépendants extrinsèques au dispositif. A partir de ces valeurs on obtient les valeurs intrinsèques mesurables.. Il faut donc trouver des valeurs des charges des terminaux pour compléter l’extraction du modèle. En practice cela est fait par simulation temporelle ou à partir des paramètres petit signal (S) du transistor. Après les données ont été obtenus, on utilise interpolation pour avoir une description complète sur la gamme des mesures. Les différentes méthodes d’interpolation peuvent être linéaires, réseaux neuronales, splines etc.. 14.

(15) IEL2-03-II-43. Figure 4.1 Espace de mesure pour les modèles tableaux. Avantages : Valides pour large et petit signal. Valides pour DC et haute-fréquence. Peuvent inclure plusieurs géométries. Facilité pour compléter le modèle à partir des mesures. Problèmes : Imprécisions à cause de l’interpolation. Le modèle n’est pas compact ni simple. Le modèle peut être requis de travailler hors des conditions mesurées.. Largeur d’extraction Fingers. Rsext Rdext Rgext Variables independents Vgsmeas Vdsmeas -0.5 2 -0.5 3. Géométrie 85um 8 Parasites 3 0.8 0.8 Dependence polarisation Variables dependents Id Ig 1.021E-02 2.331E-7 1.209E-02 3.864E-7. Wext Fingersext. Qg Qd No mesurables No mesurables. Tableau 4.1 Exemple Modèle Tableau. 15.

(16) IEL2-03-II-43. 4.2 Modèles physiques[4] Les modèles physiques comme leur nom l’indique sont ceux qui ont comme base les équations pris des lois et théories des sciences des semi-conducteurs. Par exemple dans un transistor on a l’influence de la théorie quantique, sciences des matériaux, l’éléctromagnetisme, la thermodynamique, géométrie, chimie, etc. Il s’agit des descriptions faites dans le domaine temporel. Il y a des équations différentielles qui décrient la dynamique des terminales (entrées et sorties) et il y a aussi des relations constitutives qui donne une description intrinsèque des effets internes qui se passent dans l’intérieur du dispositif. Les premiers efforts vers ce type de modèles ont été faits en prenant une structure idéale, supposant une transporte de porteurs en une dimension et après obtenant solutions des équations fondamentales des semi-conducteurs pour le drift, la diffusion etc. Le modèle de Gummel et Poon pour le BJT a été fait comme ça, et il est encore valable malgré les avances en fréquence et en nouveaux dispositifs BJT. Les équations de transport de porteurs peuvent être solutionnées par méthodes numériques et en même temps incluant des autres effets. Pourtant, il prend beaucoup de temps à arriver à la solution et ils ont besoins des paramètres qui ne peuvent pas être trouvés par mesure car ils sont intrinsèques du dispositif. Un modèle de ce type est plus intéressant pour les concepteurs de circuits et dispositif à bas niveau parce qu’il donne une vision plus profonde de ce qui se passe et pour quoi.. 4.2.1 Extraction du modèle Pour arriver à déterminer les paramètres du modèle on suit souvent une stratégie d’optimisation à partir de certaines valeurs des paramètres qu’on règle d’abord par analyse théorique ou par expérience. Après on prend des mesures du dispositif et on fait une comparaison contre la simulation du modèle obtenue avec les paramètres initiaux. On commence à régler ceux qu’on croix qui peuvent justifier la différence entre la mesure et la simulation jusqu’au on arrive à une différence minimale. Cette procédure n’est pas très fiable parce que si on ne donne pas des bonnes valeurs initiales, l’optimisation risque de ne pas converger ou de converger vers minimum local.. 4.3 Modèles boite-noir La boite noir, équivalente a ce des théories des circuits et d’asservissement classique ne s’occupe que de la description des circuits et en général, des systèmes en fonction des entrées et sorties mesurables. L’idée est trouver une relation qui approche le mieux les donnes obtenues sans importer ce qui existe dedans le dispositif.. 16.

(17) IEL2-03-II-43. 4.3.1 Séries de Volterra[5] L’utilisation des séries de Volterra (extensions des séries de puissance) pour modéliser le comportement des dispositifs non linéaires a été proposée depuis la décennie des 90s. L’idée de ces modèles est d’être plus générales que les descriptions données par les méthodes classiques (e.g. Load-Pull). Effectivement les résultats des études démontrent que les modèles peuvent reproduire le comportement mesuré des dispositifs de manière très approchée[2][3]. Les séries de Volterra sont plus adéquates pour modéliser et analyser des circuits et dispositifs avec faibles non-linéarités mais avec multiples excitations en fréquences différentes. Pour mettre en marche une station de mesure des paramètres de Volterra (VIOMAP), on doit faire quelques modifications au banc load-pull, principalement sur l’analyseur de réseaux. Cependant, il y a déjà des autres techniques de modèle boite-noire qui rendent meilleurs résultats en correspondance avec les mesures et en complexité réduite.. 4.3.2 Fonctions descriptives [10][11][12] Les fonctions descriptives, ont pris de plus en plus importance comme un outil pour décrire le comportement des dispositifs micro-ondes. Les principaux caractéristiques de cette nouvelle technique sont la possibilité de proposer modèles qui travaillent en fort signal, qui peuvent décrire comportements fortement non linéaires et qui tient compte des harmoniques a l’entrée et a la sortie. La correspondance entre les mesures et les résultats obtenus à partir du modèle est presque total en la majorité des aspects importants à analyser. La modélisation par cette méthode a commencé à finaux des années 80. On peut dire que ses origines ont été les mêmes que ceux de la technique de modélisation load-pull parce qu’en effet tous les modèles proposés utilisent cette forme de caractérisation pour obtenir les paramètres spécifiques d’un dispositif. Maintenant on trouve déjà des entreprises qui offre un system complet de mesure et caractérisation comme Agilent et Maury microwave. Comme i s’agit d’un modèle de boit noire, on fait une abstraction qui est indépendant du dispositif sous test, on n’est qu’intéressé sur les entrées et sorties et pas pour l’intérieur. Cette caractéristique fait que la modélisation par cette méthode soit mieux pour décrire dispositifs qui utilisent nouvelles technologies qui ne sont pas bien compris comme aussi pour décrire systèmes multi-transistor ; pour lesquels c’est difficile de formuler des autres modèles (physiques, d’état).. 4.3.2.1 Description mathématique Les fonctions descriptives sont principalement, dans ce cas, une extension des paramètres S comment on le montrera dans les paragraphes suivants, ils n’utilisent que des outils mathématiques plus élaborés pour faire la description du system. Les fonctions descriptives sont utilisées pour plusieurs applications et il y a plein de matériel où on peut trouver une explication. 17.

(18) IEL2-03-II-43 plus profonde de celle donnée ici. La description est faite à partir des ondes (pseudo-ondes) incidentes et reflétées mais la notation change pour tenir en compte des effets des harmoniques qui jouent aussi un rôle très important dans le comportement du dispositif. La description résultante travaille dans le domaine de la fréquence mais peut donner aussi des informations sur le comportement dans le domaine temporel. D’abord on commence par définir le les ondes de voltage ; la relation entre les voltages et courants est le même que celle fait pour an et bn :. ⎡V+ZI ⎤ ⎡V ⎤→⎡ A⎤=⎢ 2 ⎥ ⎢⎣ I ⎥⎦ ⎢⎣B⎥⎦ ⎢V−ZI ⎥ ⎣ 2 ⎦ La valeur de Z est usuellement 50Ω mais il peut être changé par un autre, parce qu’il fonctionne comme seulement comme un facteur normalisant. Le principe est la définition des ondes réfléchies en fonction des ondes incidentes fondamentales et harmoniques. Le but est trouver les fonctions Fnk qui peuvent décrire la relation entre les entrées et les sorties.. ( ) B2k = F2k (A11,A12,A13,..., A21,A22,A23,...). B1k = F1k A11,A12,A13,...,A21,A22,A23,.... Le premier sub-indice corresponde au port d’intérêt et le deuxième sub-indice est l’harmonique. Donc que A13 est la représentation de l’onde incidente sur le port 1 et correspondant au 3ème harmonique (3*f0). On voit que le problème est assez compliqué parce qu’on a beaucoup de termes indépendants pour lesquels trouver une relation même en utilisant la théorie de fonctions descriptives serait presque impossible. Cependant pour le cas en questions il est possible de faire deux simplifications sans avoir des grandes erreurs qui aideront à la formulation des fonctions descriptives. 1er : Normalisation harmonique en phase par rapport à A11. L’idée est de réduire la complexité mathématique et la procédure pour le faire est très simple. Toutes les ondes ont une magnitude et une phase, mais on pourrait faire une transformation qui consiste en décaler ces ondes une quantité égale au négatif de la phase de A11 (A11 est alors la référence de phase). Pour les harmoniques le décalage est élevé à l’indice de l’harmonique. Comme ça, on obtiendra un nouveau ensemble d’ondes où le A11 normalisé aura une phase de 0°.. P=1⋅exp(j⋅arg(A11 )). AijN = Aij⋅P. −j. BijN = Bij⋅P. −j et. 18. N A11 = A11.

(19) IEL2-03-II-43 2ème : Harmoniques assez fables pour considérer linéarité. Dans la majorité de cas, excluant les mélangeurs et les multiplicateurs de fréquence, le niveau des harmoniques est petit par rapport au niveau du fondamental. Alors le seul component large signal serait l’onde A11. Avec la consigne précédente, il est possible d’appliquer le principe de superposition aux ondes harmoniques, c’est à dire, qu’ils ont un comportement linéal. Des expériences montrent que cette affirmation est spécialement valable pour les amplificateurs de puissance sans se soucier du mode d’opération. En utilisant les deux suppositions on peut déjà formuler une équation qui décrit la relation entre les ondes. Le principe de superposition nous permettre éliminer la dépendance des facteurs harmoniques sûr la fonction donc nous aurons des fonctions no-linéales en fonction seulement des entrées de grand signal. En plus on peut déjà fait une décomposition des Fonctions Fmk en utilisant las séries de MacLaurin pour tous les composants harmoniques.. Bmk = Fmk +. ∑ i =1,2. Gmkij⋅Re(AijN )+. j = 2,...,N. ∑ i =1,2. H mkij⋅Im(AijN ). j = 2,...,N. Où Fmk, Gmkij, Hmkij sont fonctions de A11=re(A11) et A12= |A12|∠A12, c’est à dire des signaux fondamentaux. N est l’indice maximum d’Harmoniques qu’on tiendra en compte. G et H ont quatre sub-indices dont les premiers deux font référence à l’onde B (port et indice harmonique) et les deux derniers a l’onde A (port et indice harmonique). La formule précédente est équivalente a (A11 est le seul composant grand signal) :. Bmk =. ∑ij Smkij(A11N )⋅ AijN +∑ij S'mkij(A11N )⋅ AijN*. On change la séparation entre la partie réelle et partie imaginaire pour une séparation entre les ondes et son conjugué lequel est un peu plus facile à manipuler et à comprendre. C’est important de noter qu’il y a une liaison entre les fonctions précédentes et les paramètres S parce qu’on trouve que les S et les S’ sont fonctions qui multiplient aussi les ondes incidentes dans les deux accès pour obtenir des ondes reflétées. Les coefficients S et S’ sont déterminés par mesure. Il suffit de fournir excitations correctes a l’entrée et a la sortie (load-pull) pour le fondamentale et les harmoniques : On commence par une valeur de A11 donné sans avoir des autres excitations de manière que : B21mesuré=S2111(A11fourni)·A11fourni Comme ça on détermine le S2111, après, avec le même A11 on injecte une onde A21 en phase avec A11, donc avec phase normalisée égal à zéro. Et une autre avec phase normalisée égale à 90°. Ce la permet de trouver les coefficients S2121 et S2121* car une est nulle quand l’autre existe. L’expérimente décrite, se répète pour plusiers valeurs de A11, finalement une interpolation utilisant le erreur carré et quelque fonction interpolant, joint tous ces coefficients et donne le modèle final du dispositif.. 19.

(20) IEL2-03-II-43. 4.3.2.2 Appareils requis Ce type de modélisation a été adopté déjà pour l’industrie et les fabricants de d’appareils de mesure donc il y a des appareils capables de donner les donnes nécessaires pour la construction du modèle. Le schéma proposé est pareil a ce du banc load-pull de l’ENSTB, mais il y a des additions pour tenir compte des harmoniques et la différence exacte de phase entre les ondes. Une schéma real de mesure comme ce de la Figure 4.2 a été proposé par le group responsable de la théorie et il est déjà en fonctionnement. En faisant la comparaison avec le banc actuel de l’ENSTB, il est visible que les changements nécessaires ne sont pas très forts : des diplexeurs et un autre synthétiseur pour générer les harmoniques.. Figure 4.2 Banc d’acquisition de mesures proposé par [11] (pris de la source). Le problème principal pour la réalisation de ce banc de mesure est la mesure des harmoniques parce que la guide d’ondes avec laquelle on travaille a une limite supérieure de fréquence de 40.1GHz. On ne peut pas détecter avec assez précision las fréquences situées entre 53GHz et 80GHz pour le deuxième harmonique non plus les fréquences entre 79.5GHz et 120GHz pour le troisième harmonique. Cependant pour l’instant on peut formuler un modèle qui ne tient pas compte des harmoniques. Pour pouvoir extraire un modèle de ce type il manque aussi une manière de pouvoir contrôler la phase aux accès d’excitation parce que comme on avait déjà dit dans les paragraphes précédents, il est nécessaire de savoir le déphasage entre l’excitation fondamental au port 1 et les autres ondes incidentes. Les résultats obtenus par simulation avec ces modèles sont très proches du comportement réel des dispositifs (souvent des transistors). Cela fait intéressant l’ampliation de cette description pour plus hautes fréquences en spécial la bande Ka.. 4.4 Conclusion L’évaluation des différentes formes de modeler les dispositifs non-linéaires est très important pour connaître les limitations du banc de mesure actuel. Et surtout pour visionner les possibles 20.

(21) IEL2-03-II-43 évolutions du banc à futur. Si bien cette étude bibliographique donne des aspects importants de quelques modèles, il faut les examiner encore plus pour faire le lien entre la phase de caractérisation et la formulation d’un modèle pour chaque dispositif.. 21.

(22) IEL2-03-II-43. 5. Etalonnage du banc de mesure : Avant de commencer la procédure de mesure il est nécessaire et fondamental d'effectuer une routine de calibrage pour déterminer les imperfections du banc de mesure et pour connaître les conditions précises des instruments ce qui porte à des résultats plus précis. Les erreurs que se peuvent trouver dans le banc de mesure sont dues à plusieurs effets réels qui ne sont pas pris en considération dans l'analyse préliminaire mais qui viennent être très important au moment de la mise en oeuvre réelle. Dans la Figure 2.1 peuvent être appréciées certaines des sources des erreurs. Une importante observation est que les mesures ne sont pas directement prises dans les terminales du dispositif étant donné l'impossibilité physique de le faire (les équipements de mesure travaillent sur les guides d'ondes), mais ils sont pris dans un plan plus éloigné. Par conséquent il est nécessaire de tenir compte de l'effet du câble coaxial qui se reflète en pertes et déphasage. Les déviations que nous pouvons trouver se classent de la manière suivante : Erreurs systématiques : o Nécessaires imperfections dans l'analyste de réseaux et dans la banc de caractérisation. o Ils sont invariables par rapport au temps et par conséquent on peut les prédire. o Ils peuvent être caractérisés, modelés et corrigés au moyen de calculs. Erreurs aléatoires : o Variables par rapport au temps, difficiles à prédire. o Ils ne peuvent pas être corrigés en totalité. o Ils ont comme source principale le bruit. Erreurs de mesure : o Principalement produits par des changements de température. o Ils changent d'expérience à expérience. o Ils peuvent être corrigés avec l'aide d'un étalonnage additionnel.. b1m Guide d’ondes. b2m. a1m Cable coaxial. DUT. Guide d’ondes. Erreurs (pertes, dephasage, desadaptation etc.). Figure 5.1 Pertes dans le banc de mesure. 22. a2m.

(23) IEL2-03-II-43. 5.1 Modèle d'erreurs de l'appareil de mesure : Le fait de tenir compte des pertes et des erreurs de mesure sert à séparer l'effet de ceux-ci sur les données lues. En effet cette séparation peut être faite puisque ces erreurs sont externes au dispositif sous test de telle sorte qu'ils puissent être considérés comme réseaux de 2 accès reliés à la sortie et à l'entrée de ce comme on le montre dans la Figure 5.2.. b1m. b2m. a1m Erreur 1. DUT. a2m. Erreur 2. Figure 5.2 Modèle des pertes. Chacun de ces réseaux de 2 accès peut se caractériser en les mettant en rapport avec ses paramètres S (qui dans ce cas sont représentés avec e’ et e) comme il peut ensuite être vu.. a1m. e00. e11. e00. b1m. e01. a2. a1. DUT. e'11. b2. b1. e'01. b2m. e'00. e'00. a2m. Figure 5.3 Réseaux de 2 accès pour les erreurs. En prenant les termes e et e’, on peut obtenir les 4 ondes d'intérêt sur le dispositif, c’est à dire a1, b1, a2, b2; et par conséquent les 4 paramètres S réelles du dispositif sous test à partir des ondes mesures et qui sont dénotées dans la Figure 5.3 comme a1m, b1m, a2m, b2m. Pour les mesures de Load-Pull il est nécessaire d'appliquer d'autres équations pour trouver la relation entre les ondes incidentes et les ondes reflétées. La différence avec la mesure dans des paramètres S est que dans ce cas on excite les deux accès simultanément et on mesure les rapports b1/a1, b2/a2, b2/a1. L’étalonnage peut être effectué en utilisant la méthode SOLT pour avoir les 12 termes d’erreur mais la procédure SOLT prends beaucoup de temps et c’est compliqué de réaliser dans le banc de mesure en guide d’ondes. Une procédure préférée est le TRL car elle s'adapte mieux à la mesure dans des guides d'onde, est plus rapide à faire et donne 8 termes d’erreur lesquels sont suffisants sous le supposition valide que les 2 termes de erreur dues au « crosstalk » sont nulles.. 23.

(24) IEL2-03-II-43. 5.2 Méthode TRL Ce type d’étalonnage a été posé en 1979 par Engen et Hoer1. TRL est le sigle correspondant à "Through, Reflect, Line" ce qui fait référence au type de charges qui sont placées dans les terminaux de mesure: Transmission totale, Réflexion totale, et une Ligne de longueur connue. En employant ces charges on peut obtenir 8 des termes d'erreur dans chaque port en étant ceci suffisant pour obtenir les mesures appropriées. Dans la mesure de la ligne il est nécessaire que sa longueur électrique soit entre 10° et 170° (même on recommande qu'il est entre 30° et 150°), puisque la phase joue l'important rôle dans le tu formules d'erreurs. Il est important de souligner que cet étalonnage doit être fait pour chaque mesure puisque les erreurs sont généralement variables dans le temps. Chaque fois qu'il est allumé ou on reconfigure la source est impérative de refaire l’étalonnage puisqu'il y a un changement de phase aléatoire dans les oscillateurs YIG qui la manient. Le problème avec ceci est que cet étalonnage prend assez de temps spécialement dans le système disponible dans l'ENST Bretagne à cause de l’analyseur de réseaux vectoriel ABmm.. reflect. through. line. ∆l Figure 5.4 Terminaisons pour le TRL en guide d’onde.. 5.2.1 TRL pour mesures sous pointes : Le modèle d'erreurs mentionné précédemment inclut les imperfections jusqu'au plan fini par les terminales de guide d'ondes. Toutefois pour une grande quantité des mesures ce plan est 1. G. F. Engen and C. A. Hoer, "Thru-Reflect-Line: An Improved Technique for Calibrating the Dual Six Port Automatic Network Analyzer," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. MTT-27, December 1979, pp. 987-993.. 24.

(25) IEL2-03-II-43 encore éloigné du dispositif, c’est pour cela que pour mesurer circuits MMIC il est nécessaire de brancher les terminaux à une station de mesure sous pointes au moyen d'une transition guidecoaxiale. La station relie directement au wafer dans lequel est monté le DUT.. b1m. a1m. ΓL Guide d’ondes. Station souspointes. DUT. Figure 5.5 Insertion de la station sous pointes. Pour cette raison il est nécessaire d'ajouter un quadripôle d'erreurs additionnel qu’inclut l'effet de cette prolongation la structure de caractérisation. Ce modèle d'erreurs est semblable à celui qu'on a pour le guide d'ondes à l'exception de la manière comme on prend les mesures pour le caractériser. Pour les mesures de type Load-Pull dans lesquelles il est nécessaire de connaître la puissance d'entrée le dispositif, on doit faire deux étalonnages : un en guide de d'ondes et d'un autre sous des pointes ce qui fait que ces mesures prennent assez de temps.. 25.

(26) IEL2-03-II-43. 6. Simulation du banc load-pull avec préadaptation: Résultats de simulation en fonction de l’atténuation et du niveau de puissance de l’onde b2 à la sortie du DUT:. 6.1 Alternative 1 : La première alternative est Var Eqn. HARMONIC BALANCE HarmonicBalance HB1 Freq[1]=Freq GHz Order[1]=3 SweepVar="Pb2" Start=4 Stop=20 Step=2. Vsspa. VAR VAR1 Pb2=10 Freq=28 G1=42-10 G2=32 A1=35 A2=33 phi2=0 Cp=10 Cpreadap=6. PhaseShiftSML PS1 Phase=phi2 ZRef=50. Ohm. Amplifier AMP2 S21=dbpolar(G2,0) S11=polar(0,0) S22=polar(0,0) S12=0 Psat= GainCompPower=. Attenuator ATTEN4 Loss=10 dB VSWR=1. PARAMETER SWEEP ParamSweep Sweep1 SweepVar="A2" Start=0 Stop=30 Step=3. 1. P_1Tone PORT2 Num=2 Z=50 Ohm P=polar(dbmtow(Pb2),0) Freq=Freq GHz Pac=polar(dbmtow(3),0). IsolatorSML ISO3 Loss1=0. dB VSWR1=1. Isolat=100. dB Z1=50 Ohm Z2=50 Ohm. Attenuator ATTEN1 Loss=A2 dB VSWR=1.. V2ref3. 2. 4. coupleur COUPLEUR2 R T21=1 R4 R=50 Ohm C31=1 C42=1. V2inc R R3 R=50 Ohm. Attenuator ATTEN6 Loss=3 dB VSWR=1.. CouplerSingle COUP4 Coupling=Cp dB MVSWR1=1. CVSWR1=1. Loss1=0. dB Direct1=100 dB ZRef=50. Ohm. CouplerSingle COUP5 Coupling=Cpreadap dB MVSWR1=1. CVSWR1=1. Loss1=0. dB Direct1=100 dB ZRef=50. Ohm. PhaseShiftSML PS2 Phase=0 ZRef=50. Ohm Attenuator ATTEN5 Loss=0 dB VSWR=1.. Figure 6.1 Schéma de simulation sous ADS. Le valeur des coefficients de réflexion synthétisables est le suivant : ΓL = (1 – Cp2) (1 - Cpreadap2)Γ + Cp Cpreadap (Gboucle(1 - Cp2))1/2 ejϕ. (1). où Cp, Cpreadap sont le facteurs de couplage du coupleur constituant le circuit de préadaptation et Γ est le coefficient de réflexion de la charge connectée après le boucle. La formule précédente est valable pour les conditions idéales, cela ne tient pas compte des pertes, qui dans la Figure 6.1 correspondent à l’atténuateur 4 et 6. Les analyses suivantes ont été faites en utilisant la simulation sous le logiciel ADS de Agilent Technologies comme outil : Le tableau suivant donne les valeurs du maximum ΓL obtenu à chaque niveau de puissance et pour valeurs de l’atténuateur de la boucle (A2) qui donnent niveaux de puissance près de 18dBm (limite physique de l’amplificateur disponible dans la Boucle).. 26.

(27) IEL2-03-II-43 Pb2 = 2 dBm 6.000 6.667 7.333 8.000. max(GammaL) 0.765 / -179.999 0.734 / -179.999 0.706 / -179.999 0.679 / -179.999. Pampli[1] 18.872 18.223 17.572 16.919. 7.000 7.667 8.333 9.000. max(GammaL) 0.719 / -179.999 0.691 / -179.999 0.666 / -179.999 0.642 / -179.999. Pampli[1] 18.872 18.223 17.572 16.919. max(GammaL) 0.677 / -179.999 0.653 / -179.999 0.630 / -179.999 0.609 / -180.000. Pampli[1] 18.872 18.223 17.572 16.919. A2. Pb2 = 3 dBm A2. Pb2 = 5 dBm A2 8.000 8.667 9.333 10.000. Tableau 6.1 Max GL et puissance de l’amplificateur de la boucle pour un puissance de l’onde b2 fixée. La figure Figure 6.2a) montre la région de fonctionnement pour le banc en fonction de la puissance de l’onde de b2 et aussi dans la Figure 6.2b) mais en fonction de la puissance délivrée à la charge. La courbe décrite dans la Figure 6.3 montre ΓL en fonction de l’atténuation pour cette configuration. Avec un niveau de puissance fixé, on trouve le valeur de l’atténuation correspondant (dans la région d’opération), ensuite avec cette valeur on trouve le ΓL maximum synthétisable. 20. A2=18.000. limite amplificateur. limite amplificateur A2=21.000. 15. A2=24.000. A2=27.000 10. dBm(Vsspa[::,1]). dBm(Vsspa[::,1]). 20. A2=21.000. 15. A2=24.000. A2=27.000 10. 4. 6. 8. 10. 12. 14. 16. 18. 20. 0. Pb2. 5. 10. 15. 20. Poutf0dBm. Figure 6.2 Régions d’opération a) en fonction de la puissance de l’onde sortant du port 2. b) en fonction de la puissance délivrée a la charge. 27.

(28) IEL2-03-II-43 1.4. mag(GammaL). 1.2 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 0. 5. 10. 15. 20. 25. 30. A2 Figure 6.3 ΓL pour différentes valeurs de l’atténuation dans la boucle. Les coupleurs déterminent notablement la réponse, ç’est pour ça que la simulation a été fait avec plusieurs valeurs de couplage, et la figure montrée au-dessus est le résultat avec lequel on a trouvé un meilleur comportement : Cp=10, Cpreadap=6 (ΓL le plus haute a certain niveau de puissance).. 6.2 Alternative 2 : Var Eqn. VAR VAR1 Pb2=2 Freq=28 G1=42-10 G2=32 A1=35 A2=33 phi2=-90 Cp=6 Cpreadap=10. Vsspa PhaseShiftSML PS1 Phase=phi2 ZRef=50. Ohm. Attenuator AT T EN1 Loss=A2 dB VSWR=1.. HARMONIC BALANCE HarmonicBalance HB1 Freq[1]=Freq GHz Order[1]=3 SweepVar="Pb2" Start=4 Stop=20 Step=. IsolatorSML ISO1 Loss1=0. dB VSWR1=1. Isolat=100. dB Z1=50 Ohm Z2=50 Ohm. 2. 4 Attenuator coupleur AT T EN6 V2ref COUPLEUR2 V2inc Loss=3 dB T 21=1 VSWR=1. R C31=1 R R4 C42=1 R3 R=50 Ohm R=50 Ohm 3. Attenuator AT T EN4 Loss=10 dB VSWR=1. T LIN T L4 Z=50.0 Ohm E=0 F=Freq GHz. CouplerSingle COUP4 Coupling=Cpreadap dB MVSWR1=1. CVSWR1=1. Loss1=0. dB Direct1=100 dB ZRef=50. Ohm. P_1T one PORT 2 Num=2 Z=50 Ohm P=polar(dbmtow(Pb2),0) Freq=Freq GHz Pac=polar(dbmtow(3),0) 1. Amplifier AMP2 S21=dbpolar(G2,0) S11=polar(0,0) S22=polar(0,0) S12=0. CouplerSingle COUP5 Coupling=Cp dB MVSWR1=1. CVSWR1=1. Loss1=0. dB Direct1=100 dB ZRef=50. Ohm. PhaseShiftSML PS2 Phase=0 ZRef=50. Ohm. Attenuator ATT EN5 Loss=0 dB VSWR=1.. Figure 6.4 Schéma de simulation sur ADS. 28.

(29) IEL2-03-II-43 La figure montre la région de opération pour le banc et la courbe de ΓL en fonction de l’atténuation pour cette alternative. 20. limite amplificateur. Limite Amplificateur. A2=15.000. 15. A2=18.000. dBm(Vsspa[::,1]). 20. A2=15.0. 15. A2=18.0. A2=21.0. A2=21.000 10. 10 4. 6. 8. 10. 12. 14. 16. 18. 0. 20. 5. 10. 15. 20. Poutf0dBm. Pb2. Figure 6.5 Régions d’opération a) en fonction de la puissance de l’onde sortant du port 2. b) en fonction de la puissance de sortie. 0.9. 0.8. mag(GammaL). dBm(HB.Vsspa[::,1]). A2=12.000. 0.7. 0.6. 0.5. 0.4 0. 5. 10. 15. 20. 25. A2 (dBm). Figure 6.6 ΓL pour différentes valeurs de l’atténuation dans la boucle. La simulation des deux options d’implémentation du banc load-pull boucle active préadapté indique que la deuxième on peut synthétiser coefficients de réflexion plus élevés avec moins puissance en respectant les restrictions de puissance à la sortie de l’amplificateur de la boucle. Par exemple en prenant la première configuration à un niveau de puissance de l’onde b2 de 10 dBm il faut utiliser une atténuation de 11dB (pour ne pas entrer en saturation), et ça signifie un |ΓL|=0.6. Par contre avec le deuxième configuration et la même puissance, l’atténuation nécessaire de la boucle baisse a 5dB qui corresponde à un |ΓL|=0.65. Le problème avec la deuxième configuration est l’impossibilité de générer coefficients de réflexion supérieures à 0.85 avec les pertes existants de 10dB dans la boucle et les valeurs de coupleurs de 6dB et 10dB au boucle et a la préadaptation.. 29.

(30) IEL2-03-II-43 En cas qu’on change les valeurs du couplage, les coefficients synthétisables peuvent être plus grands mais on a tout le temps la restriction de la puissance maximale du amplificateur de la boucle. Pour la boucle active modifié (alternative 2), plusieurs simulations ont été fait en changeant les valeurs du couplage selon la disponibilité commercial. Le Tableau 6.2 affiche les ΓL maximums obtenus pour chaque configuration. On voit qu’avec les deux coupleurs de 6dB on obtient le valeur le plus élevé cependant l’atténuation nécessaire pour éviter la saturation grandint de manière que le point de opération est presque le même. Une autre restriction est généré par la absence de les deux coupleurs de 6dB au laboratoire. Cpreadap (dB) 10 10 6 6. Cp 10 6 10 6. |ΓL| max (A2 = 0) 0.64 0.85 0.72 1.1. Tableau 6.2 Variation du coefficient de couplage. Il est claire que les limites de puissance de l’amplificateur de la boucle représentent un problème pour la caractérisation load-pull fort signal des composants dans lesquels les niveaux de puissance de sortie doivent être supérieurs a 10dBm. Les impédances de charge générés par le méthode en utilisant la deuxième alternative et avec les coupleurs de 10 et 6 dB pour Cpreadap et Cp respectivement, sont affichées dans la figure suivante.. GammaL. m4 phi2=10.000 GammaL=0.851 / -80.000 A2=0.000000 impedance = Z0 * (0.193 - j1.173). m4. phi2 (0.000 to 360.000). Les possibles solutions au problème de la puissance peuvent être : • Essayer de réduire les pertes dans le boucle qui actuellement sont de 10dB. • Obtenir un nouvel amplificateur de puissance. • Echanger l’amplificateur de la boucle avec l’amplificateur d’entrée qui est plus puissant. • Caractériser composants plus faibles. 30.

(31) IEL2-03-II-43. Effectivement le département micro-ondes de l’ENST Bretagne a acheté deux amplificateurs en guide pour la bande Ka, de 2W chacun. L’idée est de remplacer l’amplificateur de la boucle actuel et de les placer en parallèle pour avoir une puissance proche à 4 W à la sortie. Par simulation cette modification devrait permettre la caractérisation d’amplificateurs MMIC sous pointes avec saturation d’environ 25dBm. Cependant ces amplificateurs n’étaient pas arrivés à la fin du stage pour qui soient testes.. 6.3 Mesure des pertes dans la boucle Les simulations précédentes ont été faites en prenant les valeurs déjà obtenues par les observations précédentes. Cependant les pertes intrinsèques de la boucle utilisées dans le modèle semblait très grandes (10dB) et on a décidé de refaire des mesures pour s’assurer de la validité des résultats obtenus. Pour la détermination de ces pertes, l’analyseur vectoriel de réseaux Wiltor (4MHz – 40GHz) a été utilisé. La bande de fréquence observé était la bande Ka (26.5GHz – 40GHz) car le guide de onde et l’amplificateur y fonctionnent. On a fait deux test, le premier s’agit de la réflexion de la boucle et le deuxième de la transmission (voir respectivement Figure 6.7).. Φ Φ. Att G. Att. c. G Analyseur de réseaux. c. t Analyseur de réseaux S21 b). t Γ=S11 a). Figure 6.7 Montages pour la mesure des pertes. Les deux montages doivent donner des résultats identiques entre eux. Pour chaque mésure les équations sont les suivantes : Montage a) Montage b) Γ = S11 = αr * c * Att * g * t S21 = αt * c * Att * g Où: αr ≈ αt : pertes a determiner Att : Valeur linéaire de l’atténuateur. c, t : Valeur linéaire du couplage et transmission respectivement. g : Gain linéaire du amplificateur. (32 dB aprox) 31.

(32) IEL2-03-II-43. Les pertes en fonction de la fréquence pour plusieurs valeurs de atténuation sont affichées dans la Figure 6.8. Ils oscillent entre 3 et 7 dB en grand partie a cause de l’amplificateur parce que son gain n’est pas le même sur tout la bande. Il faut corriger les valeurs pour inclure les variations du gain ; les graphiques obtenus se présentent dans la. -2. -3,0000. -3 dB. -2,0000. -4,0000 -5,0000. -4 -5. -6,0000. -6. 17. -7,0000 -8,0000 Freq (GHz). 17. -7. 20 30moy 35moy. 20 25. -8 Freq (GHz). a). b). Figure 6.8 Pertes dans la boucle sans correction. a) reflexion b)transmission. -2 -3 -4 -5 -6 -7. a). -8. 17adj. Freq (GHz). 32. 39,2. 38,3. 37,5. 36,6. 35,8. 34,9. 34,1. 33,3. 32,4. 31,6. 30,7. 29,9. 29. 28,2. 27,3. -1. 26,5. 0. 30. 39,7. 38,9. 38,1. 37,4. 36,6. 35. 35,8. 34,3. 33,5. 32,7. 31,9. 31,2. 30,4. 29,6. 28,8. 28,1. 27,3. 39,9. 39,1. 38,4. 37,6. 36,9. 36,2. 35,4. 34,7. 33,9. 33,2. 32,4. 31. 31,7. 30,2. 29,5. 28. 28,7. 27,2. 26,5. -1. Pertes (dB). pertes (dB). -1,0000. 26,5. 0. 0,0000.

(33) IEL2-03-II-43. 39,7. 38,8. 37,9. 37. 36,2. 35,3. 34,4. 33,5. 32,6. 31,8. 30,9. 30. 29,1. 28,3. 27,4. -1. 26,5. 0. Pertes (dB). -2 -3 -4 -5 -6 -7 -8. 17adj. Freq (GHz). b). Figure 6.9 Pertes dans la boucle corrigées a) reflexion b)transmision. Avec la correction il est possible voir que l’atténuation due aux pertes est proche de 5 dB. Ce valeur est notablement inférieur l’utilisé en simulation qui était de 10dB. L’avantage de la réduction des pertes dans la boucle est que plus puissance peux être fourni au DUT pour synthétiser charges plus désadaptées. La simulation présentée sous la rubrique 6.1 et 6.2 doit être changée pour corriger les pertes avec lesquels on a travaillé. Les graphiques pour le montage numéro 2 (qui était le meilleur entre les deux) s’affichent encore une fois dans la Figure 6.10.. A2=21.0. A2=12.000 20. limite amplificateur A2=15.000. 15. A2=18.000. dBm(Vsspa[::,1]). dBm(Vsspa[::,1]). 20. A2=24.0. limite amplificateur. A2=27.0 15 A2=30.0. A2=21.000 10. 10. 0. 0. 5. 10. 15. 20. 5. 10. 15. Pb2. Poutf0dBm. 33. 20. 25. 30.

(34) IEL2-03-II-43. 1.4. mag(GammaL). 1.2 1.0 0.8 0.6 0.4 0. 5. 10. 15. 20. 25. 30. A2 Figure 6.10 Courbes de fonctionnement du banc Load-Pull en prenant des valeurs corrigées des pertes. En comparant les simulations avec les différentes valeurs de pertes on peut noter un changement favorable dans ce qui concerne le ΓL généré correspondant a un certain valeur de puissance. Finalement on affiche dans la une ampliation de la région de opération pour montrer le fonctionnement du banc en cas que l’amplificateur de la boucle soit changé par un autre plus puissant (on n’aura plus le limite de 18dBm). 35. A2=9.000 A2=12.000. dBm(Vsspa[::,1]). 30. A2=15.000 A2=18.000. 25. A2=21.000 20. A2=24.000 A2=27.000. 15. A2=30.000 10 0.00. 5.02. 10.04. 15.06. 20.08. 25.10. Poutf0dBm Figure 6.11 Ampliation de la région d’opération. 34. 30.00.

(35) IEL2-03-II-43. 6.4 Simulation d’un composant no-linéal : Les simulations précédentes ont donné information importante sur l’opération du banc load-pull, mais ils manque des autres aspects importantes à voir avant la mise en ouvre des modifications prévues (adition du circuit de préadaptation) et qui sont intéressantes pour bien comprendre le comportement du system de mesure. Il est important aussi de voir l’effet des caractéristiques no-linéaires du DUT et des amplificateurs utilisés dans le banc comme les harmoniques, la saturation et la compression. Le schéma de simulation affiché dans le Figure 6.4 a été modifié pour inclure tout le banc loadpull, comme aussi le model d’un dispositif semi-conducteur déjà disponible sur l’outil de simulation ADS. En ce cas on a choisi le transistor LITTON LF6872 parce que son range de puissance n’est pas très haut (14 dBm), il existe un model pour simuler sous ADS, et parce que il y a des travaux antérieures qui ont décrit le fonctionnement du composant avec le banc loadpull disponible à l’ENST Bretagne. • Caractéristiques du transistor : Le transistor est de type PHEMT et il travaille à une fréquence nominale de 18GHz, cependant il a été essayé dans la bande Ka avec des résultats acceptables. Les caractéristiques statiques peuvent être trouvées en les annexes. Pour avoir un bonne connaissance du fonctionnement statique du modèle de ce transistor, on utilise ADS pour tracer les courbes V-I statiques. Le marqueur m1 dans la Figure 6.12 montre un point de polarisation acceptable pour le dispositif où le transistor opère en la région de saturation.. Drain Current versus Bias Curves 0.30 SIM1.VGS=0.000. 0.25. SIM1.VGS=-0.625. IDS.i. 0.20. m1. 0.15. SIM1.VGS=-1.250. 0.10. SIM1.VGS=-1.875. 0.05. SIM1.VGS=-2.500. 0.00 0. 2. 4. 6. 8. VDS. m1 indep(m1)= 6.000 10 vs(IDS.i,VDS)=0.151 SIM1.VGS=-1.250000. Figure 6.12 Courbes de courant contre voltage Drain-Source pour le LP6872. Le model de ADS semble de ne pas avoir inclus les effets de thermiques ni les effets de piégeage des charges. Avec l’aide de ADS on peut aussi voir le comportement des paramètres S en fonction du point de polarisation, ceci est intéressant pour trouver des valeurs les plus adéquats pour obtenir une bon fonctionnement du transistor. Dans la figure suivante le coefficient de transmission S21 est affiché.. 35.

(36) IEL2-03-II-43. F o rward T rans m is sio n, d B -1 .2 -1 .4 -1 .6 dB(S(2,1)[0]). -1 .8 -2 .0 -2 .2 -2 .4 -2 .6 -2 .8 -3 .0 -3 .2 -3 .4 5 .0. 5 .5. 6 .0. 6 .5. 7 .0. 7 .5. 8 .0. X 1 .V D S. Figure 6.13 Variation de S21 en fonction du voltage de polarisation. pour quoi negative ??? Pour la simulation sous ADS un circuit de polarisation très simple a été utilisé, compote des capacitances de blocage DC aux accès de signal et des inductances de blocage AC aux accès de alimentation (Figure 6.14).. V_DC SRC2 Vdc=-2 V. DC_Feed DC_Feed1. V_DC SRC1 DC_Feed Vdc=3 V DC_Feed2. DC_Block DC_Block2 DC_Block DC_Block1 cf_lit_LF6872_19930730 A1. Figure 6.14 Schéma du transistor a simuler. Le premier mesure a observer est le contour de puissance de l’amplificateur à une fréquence, à un régime statique et à un niveau de puissance du générateur donnés (f=18GHz, Pg=16dBm); on laisse le restriction de la puissance dans l’ampli de la boucle pour illustrer les limitations présentes par rapport à l’exploration des zones proches du 1 dans l’abaque de Smith. On a fait un balayage de points ΓL en changeant la atténuation de la boucle, l’angle de déphasage de la boucle et l’angle de déphasage du circuit de préadaptation. Pour chaque point de mesure on a obtenu un valeur correspondant de puissance absorbé par la charge. La superficie obtenue est 36.