Diseño e implementación de una antena sintonizable en frecuencia central

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(1)DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DE UNA ANTENA SINTONIZABLE EN FRECUENCIA CENTRAL. HECTOR FABIAN GUARNIZO MENDEZ. UNIVERSIDAD DE LOS ANDES FACULTAD DE INGENIERÍA DEPARTAMENTO DE INGENIERÍA ELECTRÍCA Y ELECTRÓNICA BOGOTÁ 2010. i.

(2) DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DE UNA ANTENA SINTONIZABLE EN FRECUENCIA CENTRAL. HECTOR FABIAN GUARNIZO MENDEZ. TRABAJO DE TESIS PARA OPTAR POR EL TÍTULO DE MAGÍSTER EN INGENIERÍA ELECTRÓNICA Y DE COMPUTADORES. ASESORES Juan Carlos Bohórquez Ph.D. Néstor Peña Traslaviña Ph.D.. UNIVERSIDAD DE LOS ANDES FACULTAD DE INGENIERÍA DEPARTAMENTO DE INGENIERÍA ELECTRÍCA Y ELECTRÓNICA BOGOTÁ 2010. ii.

(3) A Dios por cuidarme y guiar mis pasos. A mis padres María Licenía y Dimas porque gracias a Ellos soy un gran Profesional, a ellos les debo lo que soy. A mi padre Dimas, porque aparte de ser mi Padre es mi mejor Amigo. A mi Hermano Nelson Fidel Por Su apoyo incondicional. A mi esposa Luz Angela Y mi hijo Sebastian por todo su amor y apoyo incondicional. iii.

(4) AGRADECIMIENTOS. A los profesores Juan Carlos Bohórquez y Néstor Peña Traslaviña por brindarme la oportunidad de formar parte y trabajar con el grupo GEST en este proyecto, por todo su apoyo, motivación, compromiso y dedicación en la realización del proyecto.. A la Universidad de los Andes y los profesores de la Maestría en Ingeniería Electrónica y de Computadores, quienes me formaron durante esta etapa de mi vida.. Finalmente quiero agradecer a mi Madre, a mi Padre, a mi esposa y mi hijo por su apoyo incondicional y motivación durante mis estudios. A ellos dedico este trabajo. Hector Fabian Guarnizo Mendez Bogotá, marzo de 2010.. iv.

(5) TABLA DE CONTENIDO INTRODUCCIÓN .......................................................................................................................... 9 1.. DEFINICIÓN DEL PROBLEMA.......................................................................................... 13 1.1 ESTADO DEL ARTE ...................................................................................................... 14. 2.. DISEÑO ............................................................................................................................... 19 2.1 SELECCIÓN DEL MODO DE OPERACIÓN .................................................................. 19 2.2 FRECUENCIA DE CORTE Y DIMENSIONES FÍSICAS DE LA CAVIDAD................... 21 2.3 DISEÑO FILTRO ORDEN 1 ........................................................................................... 25 2.4 DISEÑO ANTENA .......................................................................................................... 28. 3. PRINCIPIO DE SINTONIZACIÓN ...................................................................................... 30. 4. RESULTADOS SIMULADOS Y MEDIDOS ....................................................................... 36. CONCLUSIONES ....................................................................................................................... 40 BIBLIOGRAFIA .......................................................................................................................... 41. v.

(6) LISTA DE TABLAS. Tabla I Resumen Características de las antenas ........................................................................... 11 Tabla II Dimensiones Filtro de primer orden ................................................................................... 26 Tabla III Parámetros. y Ancho de Banda ..................................................................... 26. Tabla IV Dimensiones físicas antena 1, en configuración 1 Tabla V Dimensiones físicas antena 2, en configuración 2. .............................. 31 ................................. 32. Tabla.VI Dimensiones físicas antena 1,. .................................................................. 34. Tabla.VII Dimensiones físicas antena 2,. .................................................................. 35. Tabla. VIII Parámetros antena sintonizable configuración 1 ......................................................... 37 Tabla. IX Parámetros antena sintonizable configuración 2 ........................................................... 37. vi.

(7) LISTA DE FIGURAS. Fig.1 Esquematico de un actuador MEMS con un elemento patch antena [4] ..... 14 Fig.2 Frecuencia reconfigurable patch antena con 2 actuadores MEMS independientes L = 80 m , W = 50 m , a = 2600 m , b = 1500 m [6] ................................................................................................. 15 Fig. 3. Estructura de una antena de microcintas típica.[25] .................................. 17 Fig 4. Antena reconfigurable fractal de Sierpinski [26] ......................................... 18 Fig.6 Pérdidas en la pared metálica en función de la frecuencia y del modo de resonancia . ......................................................................... 21 Fig.8 Proximidad de los modos posibles en relación al modo para la cavidad en función de la diferencia , . ...................................... 22 Fig.9 Cercanía entre el modo fundamental y los modos más próximos en función de la diferencia , . ................................................... 23 Fig.10 ancho y largo de la cavidad en función de la diferencia. ,. 23. Fig.11 Proximidad de los modos posibles en relación al modo TE101 para la cavidad en función de la diferencia , ...................................... 24 Fig.12 Cercanía entre el modo fundamental y los modos más próximos en función de la diferencia = 0.586 GHz, ................................................... 24 Fig.13 ancho y largo de la cavidad en función de la diferencia. 25. Fig.14 Cavidad con dos accesos implementados por medio de líneas transmisión de guía de ondas CPW y sus respectivas dimensiones. ..................................... 25 Fig.15 Parámetros. del filtro ............................................................................... 26. Fig.16 VSWR del resonador ................................................................................ 26 Fig.17 Distribución de líneas de corriente a la frecuencia central del filtro en la cara superior........................................................................................................ 27 Fig.18 Magnitud de campo eléctrico a la frecuencia central del filtro en el dieléctrico. ........................................................................................................... 27 Fig.19 Magnitud de campo magnético a la frecuencia central del filtro en el dieléctrico. ........................................................................................................... 28 Fig.20 Vista en 3D del circuito implementado. ..................................................... 28 Fig.21 Configuraciones serpenteantes para la línea ranura. ................................ 29 Fig.22 Distribución de líneas de corriente en cara inferior de la caridad para. .. 29. Fig.23 antena configuración 1,. ....................................................... 31. Fig.24 Antena configuración 2,. ...................................................... 32. vii.

(8) Fig. 25 configuración 1, frecuencia central 4.88 GHz, longitud eléctrica 34.1mm. .............................................................................................................. 32 Fig. 26 configuración 2, frecuencia central 5.84 GHz, longitud eléctrica 25 mm. ................................................................................................................ 32 Fig. 27 Configuraciones 1 y 2 integradas. ........................................................... 33 Fig. 28 Antena 1 con separación de 0.1mm entre la configuración 1 y las líneas ranura de la configuración 2. ............................................................................... 33 Fig. 29 Antena 2 con separación de 0.1mm entre la configuración 2 y las líneas ranura de la configuración 1. ............................................................................... 33 Fig.30 Antena configuración 1,. ....................................................... 34. Fig.31 Antena configuración 2,. ....................................................... 35. Fig. 32 Fotografía de la antena con configuración 1 (a) cara superior, (b) cara inferior ................................................................................................................. 35 Fig. 33 Fotografía de la antena con configuración 2 cara inferior. ....................... 36 Fig.34 Parámetro S11 simulado y medido antena sintonizable configuración 1 y 2 ............................................................................................................................ 38 Fig.35 Patrón de radiación medido, simulado y polarización cruzada simulada, antena sintonizable configuración 1, . ............................................. 38 Fig.36 Patrón de radiación y polarización cruzada simulados, antena sintonizable configuración 2, . ............................................................................. 39. viii.

(9) INTRODUCCIÓN. Los nuevos sistemas de comunicación móviles proporcionan una amplia variedad de servicios de voz de alta calidad y alta definición de video, a través de una alta tasa de transmisión en canales inalámbricos en cualquier lugar del mundo. La alta tasa de transmisión requiere un suficiente ancho de banda para alcanzar las tasas de transmisión requeridas en las redes de banda ancha, en donde se requiere disponer de un ancho de banda grande o amplio, el cual sólo se puede obtener si se trabaja a muy altas frecuencias: bandas centimétricas o milimétricas. Este ancho de banda puede ser alcanzado en. bandas de. frecuencia tales como microondas y banda Ka [1]. “La administración y el uso que hacen las tecnologías del espectro, se vuelve un tema crítico tanto para el direccionamiento de esfuerzos en investigación y desarrollo, como en aspectos comerciales y regulatorios. La causa del problema se encuentra en la competencia que hay entre las redes para obtener el acceso a un recurso compartido como es el espectro” [2]. Dentro de este contexto una antena sintonizable en frecuencias. varias bandas. de. es un reto importante, siendo una antena sintonizable una. posible solución para un uso eficiente del espectro y que permite a los operadores explotar las ventajas de cada sistema de comunicación acorde a las necesidades del usuario [3]. Diferentes contribuciones se encuentran en esta área. En [4] se presenta una antena ranura sintonizable en frecuencia y cuyo control es dado por diodos PIN. La antena consta de ranuras con diferentes dimensiones, con los diodos PIN ubicados en las ranuras angostas. se controla la sintonización en. frecuencia mediante el cambio de estado (on / off) de los diodos PIN. La antena ranura tiene una frecuencia central de 3.45 GHz y es sintonizada a 3.91 GHz (13.33 %) y 4.42 GHz (28.12 %) por el cambio de estado (on / off) de los diodos PIN. En [5] se muestra una nueva antena sintonizable mediante el control de la rotación de la excitación. El principio de excitación gira alrededor del control de la rotación de las ranuras ubicadas en el parche de una antena microcinta. Con. 9.

(10) la rotación de las ranuras se logra rotar la excitación de la antena obteniendo como resultado una sintonización en frecuencia de 3.35 GHz a 4.9 GHz (46 %). En [6] se muestra una antena ranura anular sintonizable en frecuencia usando diodos PIN. La antena tiene una frecuencia central de 5.8 GHz, al modificar el circuito de adaptación mediante el cambio de estado (on/off) de los diodos la antena es sintonizada a una frecuencia de 5.2 GHz (-10 %) y a una frecuencia de 6.4 GHz (10 %). En [7] se presenta el diseño de una antena ranura sintonizable, en frecuencia de 561 MHz a 950 MHz (6,93 %). La antena es sintonizada electrónicamente por el cambio de la longitud eléctrica efectiva de la antena mediante el uso de interruptores colocados a lo largo ésta. En [8] se muestra una antena sintonizable fabricada en Silicio ajustada a un sistema en chip (Fitting SOC Miniature). La sintonización en frecuencia es controlada mediante un sistema micro electromecánico (MEMs). Para esta antena es lograda una sintonización en frecuencia de 34.9 GHz y a 27.7 GHz (- 26%). En [9] se presenta una antena ranura anular sintonizable en frecuencia. La antena tiene dos ranuras concéntricas las cuales son activadas una a la vez mediante el cambio de estado (on/off) de los diodos PIN para lograr la sintonización en frecuencia. La antena presentada tiene una frecuencia central de 2.4 GHz y es sintonizada a 5.3 GHz (121 %). En [10] es expuesta una antena serpinski reconfigurable sobre un sustrato orgánico flexible y con una nueva técnica de polarización dc. En este trabajo la antena es sintonizada en 2.5 GHz, 5.9 GHz (136 %), 10 GHz (300 %) y 17 GHz (580 %), al variar la configuración. de. la. antena. mediante. el. uso. de. sistemas. micro. electromecánicos (MEMs).. Otra aproximación hace uso de los avances en la implementación de nuevas tecnologías para circuitos pasivos, la cual ha permitido el desarrollo de cavidades integradas al sustrato y cuya implementación es compatible con procesos de fabricación estándar de tarjetas de circuitos impresos (PCBs) [11]. En esta tecnología se han implementado topologías de guía de ondas. 10.

(11) integradas al sustrato, al incorporar la guía de ondas dentro del sustrato, las paredes eléctricas laterales son construidas mediante el uso de postes metálicos periódicos. La cavidad es acoplada a una línea. de acceso. microcinta, resultando una cavidad plana con un alto factor de calidad (Q) compatible con tecnología PBCs estándar y con técnicas de montaje superficial [12] –[14]. Con base en esta tecnología se expone un nuevo método de diseño de una antena ranura plana integrada al sustrato de soporte (cavity backed planar slot antenna). Esta antena está conformada por una línea de acceso. en la cara superior de. la antena una transición de línea microcinta a una línea de transmisión de guía de ondas coplanar (CPW). En la cara inferior de la cavidad se encuentra el elemento radiador constituido por una línea ranura. La antena presentada tiene un ancho de banda del. 1.7%, ganancia de 5.4 dBi y -19 dB de máxima. radiación de polarización cruzada [15]. En [16] es expuesta una técnica para reducir las dimensiones del elemento radiador y obtener un tamaño reducido de la antena apertura en cavidad (cavity-backed slot antenna -CBSA). La parte metálica que tradicionalmente se encuentra alrededor de la ranura es reemplazada con líneas microcinta paralelas serpenteadas. El volumen global de la cavidad es reducido en un 65 % sin alterar el patrón de radiación de la antena, presenta además una baja relación de onda estacionaria (voltage standing- wave ratio -VSWR) y bajos niveles de radiación de polarización cruzada. Tabla I Resumen Características de las antenas Referencia [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9]. ∆f GHz 0.460, 0.970 1.550 0.600 0.389 7.200 2.900 3.400,7.500, 14.500. Variación Ancho de banda 2.0 %, 4.4 % 3.0 % 3.5 % 2.0 % 10.5 % 11.0 % 10.0 %. 11. Variación patrón de radiación. No Si No Si No.

(12) En la Tabla I se presentan de manera comparativa las 7 antenas referenciadas anteriormente, las cuales. tienen en común que al hacer la variación en. frecuencia, presentan también variación en su ancho de banda entre un 2 % y un 11 %. En dos de las antenas presentadas hay variación en su patrón de radiación, el cual representa una variación en la directividad de la antena y por ende en la ganancia. Los principios utilizados para lograr la variación en frecuencia son la variación de la longitud eléctrica efectiva, la rotación indirecta de la excitación, la modificación del circuito de adaptación, la activación alternada de los elementos radiantes y la variación de la geometría de la antena. Los elementos utilizados para controlar la variación en frecuencia son los diodos PIN, sistemas microelectromecánico y interruptor. El trabajo desarrollado se espera sea una contribución original, dado que en la literatura revisada sólo se ha encontrado un trabajo similar y la antena presentada en este trabajo además de ser. integrada al sustrato, es. sintonizable en frecuencia central y es compatible con tecnologías planas. Este trabajo parte del desarrollo realizado en el marco del curso taller de comunicaciones [17]. El aporte de esta tesis es la consolidación del algoritmo de diseño y la propuesta y validación de un principio de sintonización en frecuencia.. 12.

(13) 1. DEFINICIÓN DEL PROBLEMA En los últimos años se ha generado un incremento considerable en la utilización de tecnologías inalámbricas debido a los usuarios, en ambientes de aplicación que van desde el militar hasta el académico e investigativo pasando por la salud, comercio y negocios. La administración del espectro y el uso que hacen las tecnologías de él, se vuelve un tema crítico tanto para el direccionamiento de esfuerzos en investigación y desarrollo, como en aspectos comerciales y regulatorios. La causa del problema se encuentra en la competencia que hay entre las redes para obtener el acceso a un recurso compartido como es el espectro. [18]. El actual espectro electromagnético ha sido definido por los organismos reguladores, por bandas de asignación, razón por la cual es de gran importancia lograr dispositivos de comunicación inalámbricas que puedan adaptarse a diferentes frecuencias y de manera exacta, con el objetivo de lograr la sintonía según sea la necesidad especifica del momento [18]. Debido a la falta de dispositivos de pequeño volumen que funcionen a varias frecuencias, se han realizado investigaciones en el desarrollo de nuevos dispositivos que permitan, ya sea adaptar el ancho de banda de la antena o bien desarrollar antenas que puedan reconfigurarse para pasar de una frecuencia a otra.[19]. Las antenas reconfigurables se presentan como una posible solución a este problema y debido a su selectividad con respecto a su frecuencia de funcionamiento y polarización han tenido mucha atención en las recientes investigaciones sobre sistemas de comunicaciones inalámbricos [19].. El objetivo es implementar un diseño que ayude a solucionar esta problemática y que. sea compatible con tecnología plana para microondas debido a las. ventajas que ésta posee, tales como:. 13.

(14)  . Fabricación en serie, debido a técnicas de fotograbado, rediciendo costos Reducción del tamaño y peso global del sistema, debido a su compatibilidad con tecnología plana. [20]. 1.1 ESTADO DEL ARTE En los últimos años los MEMS (microelectromechanical Systems) basados en dispositivos de conmutación y accionamiento han surgido como una alternativa viable de dispositivos de control de estado sólido en sistemas de microondas. Los MEMS ofrecen las siguientes ventajas: . significativa reducción en pérdidas de inserción. . Consumo insignificante de potencia durante la operación.. . Alta linealidad, comparado con dispositivos semiconductores.. También ha sido demostrado que los MEMS basados en conmutadores y accionadores pueden mejorar el rendimiento de las antenas [21]; en la Fig. 1 y Fig.2 se muestran dos topologías, en donde en la Fig. 1 se tiene una antena Patch con 2 actuadores MEMS independientes y en la Fig. 2 se tiene el metal de paso elevado (Overpass) es libre de moverse hacia arriba y hacia abajo y es accionado por una fuerza electrostatica de atracción establecida por un voltaje aplicado entre el paso elevado (Overpass) y el metal stub.. Fig.1 Esquemático de un actuador MEMS con un elemento patch antena [4]. 14.

(15) Fig.2 Frecuencia reconfigurable patch antena con 2 actuadores MEMS independientes L = 80 m , W = 50 m , a = 2600 m , b = 1500 m [6]. Con la demanda cada vez mayor de comunicaciones inalámbricas fiables, la necesidad de un uso eficiente del espectro electromagnético va en aumento. En modernos sistemas inalámbricos señales de espectro extendido se utilizan para suprimir los efectos perjudiciales de la interferencia de otros usuarios que comparten el mismo canal (ancho de banda)en un sistema de comunicación de múltiple acceso y autointerferencia debida a la propagación multitrayecto. También las señales de espectro extendido se utilizan para asegurar el mensaje en presencia de los oyentes no deseados y reducir los efectos de perturbación (jammers) de la comunicación. Una característica común de señales de espectro extendido es su relativamente alto ancho de banda. Esto es especialmente cierto en los sistemas de comunicación de frecuencia de salto. de. espectro. extendido. (frequency-hopped. spread. spectrum. communications system). En los sistemas de frecuencia de salto de espectro extendido (frequency-hopped spread spectrum system) un relativamente grande número de frecuencias extendida de ranuras contiguas a lo largo de un relativamente gran ancho de banda se utilizan para transmitir intervalos de la señal de información. La selección de la frecuencia de la apertura para cada intervalo de señal es de acuerdo a un pseudo-aleatorios patrón conocido por el receptor.. 15.

(16) Las técnicas utilizadas para hacer una antena de tamaño pequeño, por lo general hacen antenas de banda angosta. Para hacer antenas de tamaño miniatura compatible para un sistemas de frecuencia de salto de espectro extendido (frequency-hopped spread spectrum system), se puede considerar una reconfigurable antena de banda angosta que sigue el pseudo-aleatorios patrón de frecuencia de salto (frequency-hopped) de modulación.. En comparación con las antenas de banda ancha, las antenas reconfigurables ofrecen las siguientes ventajas: 1) tamaño compacto, 2) la similar patron de radiación y ganancia para todas las bandas de frecuencias diseñadas, y 3) selectividad de frecuencia útil para reducir los efectos adversos de interferencia co-sitio y ruidos. En los últimos años, las antenas reconfigurables han recibido importante atención por su aplicación en comunicaciones, vigilancia electrónica y contramedidas de la adaptación de sus propiedades para lograr la selectividad en frecuencia, ancho de banda, polarización y ganancia. En particular, los estudios preliminares han sido llevados a cabo para demostrar las características de sintonización electrónica para diferentes estructuras de antena. Se ha demostrado que la frecuencia de operación o el ancho de banda de frecuencia de resonancia de las antenas se puede variar cuando un mecanismo de ajuste se introduce[22].. Reconfigurables antenas multibanda de array graduales (multi-band phasedarray antenas) están recibiendo mucha atención últimamente debido a la aparición de MEMS de RF (micro-electro-mecánicos sistemas) interruptores. Un MEMS de conmutación de reconfigurable antena multi-banda es uno que pueden. ser. reconfigurados. dinámicamente. dentro. de. unos. pocos. microsegundos para servir diferentes aplicaciones en drástica diferentes frecuencias de bandas, tales como las comunicaciones en banda L (1-2 GHz) y radar de apertura sintética (SAR) en banda X (8-12.5 GHz). La Fuerza Aérea también utiliza estas frecuencias tanto en tierra y en vuelo continuo indicación. 16.

(17) de movimiento (GMTI / AMTI) a estas frecuencias con el fin de detectar objetos en movimiento como vehículos sobre el terreno y bajo observación aérea. El interruptor RF MEMS es atractivo porque logra excelentes características de conmutación a través de una banda muy amplia (DC-40 GHz y más alta). Aunque existe actualmente una enorme cantidad de investigación en dispositivos RF MEMS dispositivos, la fiabilidad y el diseño constructivo de los interruptores siguen siendo problemáticas. LOs interruptores son también limitados en su capacidad de manejo de energía.[23]. Debido a la sencillez en su implementación usando técnicas de circuito impreso, la tecnología de microcintas para la fabricación de circuitos de microondas y antenas se es un desarrollo fundamental en este campo, debido también a su adaptabilidad, bajos costos y robustez, han favorecido su utilización en aplicaciones satelitales, espaciales de aviación y militares, radares,. alarmas,. sistemas biomédicos, y comunicaciones móviles e. inalámbricas entre otras.[24]; la Fig. 3 muestra una estructura de una antena de microcintas tipica.. Fig. 3. Estructura de una antena de microcintas típica.[25]. Siendo un arreglo de antenas un set de elementos de antena, distribuidos espacialmente en lugares conocidos con respecto a un único punto de referencia fijo. Se han llevado a cabo nuevas investigaciones para lograr arreglos fractales de antenas inteligentes [19]. Obteniéndose diferentes patrones de radiación que. 17.

(18) mediante reconfiguración operan sobre diferentes bandas; en la Fig. 4 se muestra una antena reconfigurable fractal de Sierpinski.. Fig 4. Antena reconfigurable fractal de Sierpinski [26]. 18.

(19) 2. DISEÑO. A continuación se procede a detallar el proceso de diseño para cada uno de los elementos constitutivos de la antena sintonizable en frecuencia.. En. particular se detalla el diseño de la cavidad, del acople de entrada, del elemento radiador y finalmente se expone el principio de sintonización. Se inicia la siguiente sección con la selección del modo de resonancia.. 2.1 SELECCIÓN DEL MODO DE OPERACIÓN El diseño parte de conformar una cavidad a partir de una guía de ondas delimitada por dos muros metálicos en los planos transversales. El modo de propagación de la guía de ondas se definió con la caracterización del ancho (a) de una guía de ondas rectangular en función de la frecuencia de corte de la guía (1) [29]. La Fig.5 muestra el ancho (a) de la guía rectangular en función de la frecuencia de corte y del modo de propagación. Se observa que en el modo. se obtiene el valor del ancho más pequeño posible. independientemente de la frecuencia de corte.. zz a. d. y. x. a h. y. x. h. Sustrato Duroid 5880. Sustrato Duroid 5880 εr = 2.2 h = 1.6mm 0.25 Fc=4.7GHz Fc=4.1GHz Fc=3.7GHz Fc=2.1GHz. a [mm]. 0.2. 0.15. 0.1. 0.05. 0 10. 15. 20. 25. 30. 35. 40. 45. 50. Modo TE nm. Fig.5 (a) Configuración geométrica de la guía de ondea rectangular. (b) Ancho de la guía (a) en función de la frecuencia de corte y de los modos de propagación.. 19.

(20) Después de determinado el modo de propagación para la guía de ondas (modo ), debido a que la potencia disipada en el dieléctrico es constante y despreciable en comparación con la potencia disipada en la paredes metálicas de la cavidad, el modo de resonancia de la cavidad es determinado a partir de esta potencia disipada en función del modo (. ), y la frecuencia de corte.. La potencia disipada en las paredes metálicas de la cavidad se expresa en función del modo de resonancia y de los parámetros físicos de la cavidad (2) [29], donde. es la resistencia superficial de las paredes metálicas (3),. conductividad del metal, del campo eléctrico,. es la permeabilidad del vacío,. es la. es el valor inicial. es la longitud de onda en vacío (4), η es la impedancia. intrínseca del medio (5). Se fija a = 25.9 mm para una frecuencia de corte de 4GHz (Fig.7) y d varía de acuerdo al algoritmo expuesto en la Fig.7. Las curvas de potencia disipada son mostradas en la Fig.6. Donde se observa que para el modo. se obtienen las menores pérdidas en las paredes metálicas. Por. esta razón se elige el modo. como el modo de resonancia de la cavidad.. (3). (4). (5). 20.

(21) Fig.6 Pérdidas en la pared metálica en función de la frecuencia y del modo de resonancia .. 2.2 FRECUENCIA DE CORTE Y DIMENSIONES FÍSICAS DE LA CAVIDAD Una vez definido el modo de resonancia de la cavidad rectangular, se procede a determinar la frecuencia de corte ( frecuencia de resonancia. de la guía de ondas, siendo la. = 5 GHz. Obtenida la constante de propagación. se obtiene el valor de la longitud de onda guiada (. ). Conocida. ,. se calcula la longitud de la cavidad (d ) para operar en el modo fundamental (7). El procedimiento se muestra en la Fig.7. En el algoritmo expuesto en la Fig.3. se varía.. Frecuencia de resonancia ( del modo = 5 GHz. z. d. a. x. y. Fig.7 Procedimiento para obtener las dimensiones físicas de la cavidad.. 21. h.

(22) En la Fig.8 se observa la cercanía existente entre el modo fundamental y los posibles modos de resonancia para la cavidad en función de la diferencia . Para obtener esta curva utilizando (6) [29] se mantiene constante 5 GHz y se varía. en. en el algoritmo expuesto en la Fig.7. En la figura.8 se. observa que los modos. y. son los modos más próximos al modo. .. A continuación se analizaron los modos presentes cerca de la resonancia. La proximidad depende directamente de la diferencia. . Por consiguiente este. parámetro y las dimensiones físicas de la cavidad, pudieron ser optimizados para una respuesta fuera de banda lo más limpia posible.. Fig.8 Proximidad de los modos posibles en relación al modo función de la diferencia , .. para la cavidad en. La información contenida en la Fig.8 fue sintetizada en la Fig.9, la cual muestra la distancia en frecuencia de resonancia entre el modo modo más cercano, en función de la diferencia. y la frecuencia del. .. En la parte izquierda de la Fig.9, antes de la máxima diferencia, el modo es el modo más cercano al modo modo más cercano es el modo. . En la parte derecha de la Fig.9, el . En la Fig.9 se observa que para tener la. 22.

(23) respuesta fuera de banda lo más limpia en el modo. , la diferencia. debe ser de 1.47 GHz.. Fig.9 Cercanía entre el modo fundamental y los modos más próximos en función de la diferencia , .. Fig.10 ancho y largo de la cavidad en función de la diferencia. ,. En la Fig.10 se graficaron el ancho (a) y el largo (d) de la cavidad en función de la diferencia. . En donde se observa que para una diferencia. de. 1.47 GHz se obtienen los valores óptimos para las dimensiones (a) y (d).Obtenidas las dimensiones físicas de la cavidad y la frecuencia de corte de la cavidad se procedió al diseño de un filtro de orden 1, con el fin de validar el correcto funcionamiento de la cavidad. El mismo proceso de diseño se realizó para una cavidad con Fig.11 se muestra la proximidad de los modos posibles. 2 GHz. En la más cercanos al. modo fundamental para la cavidad en función de la diferencia. 23. ..

(24) Fig.11 Proximidad de los modos posibles en relación al modo TE101 para la cavidad en función de la diferencia ,. Para este segundo diseño (2GHz) en la Fig.12 se graficó la distancia en frecuencia entre el modo diferencia. y el modo más cercano, en función de la. .. En la Fig.12 se observa que para tener una buena respuesta en el modo la diferencia. debe ser de 0.586 GHz. En la Fig.13 se graficaron el ancho. (a) y el largo (d) de la cavidad en función de la diferencia observa que para una diferencia. . En donde se. de 0.586 GHz se obtienen los valores. optimos para las dimensiones (a) y (d).Obtenidas las dimensiones físicas de la cavidad y la frecuencia de corte de la cavidad se procedió al diseño de un filtro de orden 1, con el fin de validar el correcto funcionamiento de la cavidad.. Fig.12 Cercanía entre el modo fundamental y los modos más próximos en función de la diferencia = 0.586 GHz,. 24.

(25) Fig.13 ancho y largo de la cavidad en función de la diferencia. 2.3 DISEÑO FILTRO ORDEN 1 Para validar el diseño de la cavidad se procedió a diseñar un filtro de primer orden cuyo acceso se realiza por medio de una línea de transmisión de guía de ondas coplanar (CPW) eléctricamente corta. La cavidad se excita por medio de una CPW con el fin de mantener la cavidad lo menos perturbada posible y minimizar las perturbaciones externas, para podernos concentrar en la respuesta del filtro (Fig.14). w w1. z |Savl 1 Savl 2. Savl 3. Savl 8. z x. Savl 4 Savl 7. Savl 5 Savl 6. Savl 1. Savl 2 Savl 3. x. Savl 4. y. x. Savl 8. y. Savl 7. y. Savl 5 Savl 6. x. Sustrato Duroid 5880. y. εr = 2.2. tan δ = 0.0009. f0 = 4.92 GHz.. Fig.14 Cavidad con dos accesos implementados por medio de líneas transmisión de guía de ondas CPW y sus respectivas dimensiones.. 25.

(26) Tabla II Dimensiones Filtro de primer orden Savl 1 Savl 2 Savl 3 Savl 4 W1. 11 mm 4.3 mm 4.3 mm 1.1 mm 28.6 mm. Savl 5 Savl 6 Savl 7 Savl 8 W. 0.35 mm 2.4 mm 5.5 mm 11 mm 31.48 mm. Los parámetros de repartición [S] obtenidos se muestran en la Fig.15, en donde se observa que los parámetros. son iguales a los parámetros. ,. resultado correcto dado que el filtro es simétrico y pasivo. En la Fig.16 se presenta el VSWR para el resonador en donde para la frecuencia de resonancia 4.92 GHz el valor de la relación de onda estacionaria es 24.5.. Fig.15 Parámetros. Tabla III Parámetros. y Ancho de Banda dB. 4.92 GHz. del filtro. -38.2. Ancho de Banda MGz 390 7.9 %. Fig.16 VSWR del resonador. 26.

(27) También se obtuvieron el factor de calidad externo ( de frecuencia alrededor de l80° del parámetro. (5) siendo. el rango. para el cual se produce una inversión de fase de. del resonador cargado (. (7) y en vacio (. (6) para. el filtro [30]. (5) (6) (7). Siendo. = 24.5 se obtuvo: = 17. Siendo este. = 416.5. = 16.3. elevado en comparación, con el. para líneas microcinta en. tecnología plana que está alrededor de 100. En la fig.17 se observa que el filtro tiene una distribución radial de corrientes radiales. En las fig.18 se observa que el filtro sólo tiene una variación de en X y en Y validado de ésta forma el modo. .. x y Fig.17 Distribución de líneas de corriente a la frecuencia central del filtro en la cara superior.. Fig.18 Magnitud de campo eléctrico a la frecuencia central del filtro en el dieléctrico.. 27.

(28) Fig.19 Magnitud de campo magnético a la frecuencia central del filtro en el dieléctrico.. 2.4 DISEÑO ANTENA Una antena ranura es usualmente analizada como un dipolo magnético resonante equivalente cuya primera resonancia ocurre en una longitud total de λ / 2. La antena se adiciona a la cavidad usando una ranura serpenteada en la parte inferior, de forma tal que su longitud sea cercana a λ / 2 (Fig.20 y 21). Para entender el principio de radiación en la antena ranura serpenteada, es importante comprender la distribución de la densidad de corriente eléctrica cerca de la ranura y en la cavidad. En la ranura existen dos componentes de corriente: la primera es paralela a la ranura y la segunda es perpendicular a la ranura. La componente. paralela. circula alrededor de la ranura y es la. responsable de la resonancia (Fig.22). La. segunda. componente,. la. perpendicular, es la responsable de la radiación (Fig. 22). Substrato Cara superior. z x. y. Ranuras de acople. Cara inferior. Postes metálicos Ranuras serpenteadas periodicos. Linea de alimentación. Fig.20 Vista en 3D del circuito implementado.. 28.

(29) z y. x. y. x. Parte serpenteada larga. y Ranura perpendic ular. Parte serpenteada corta. Configuración 1. Configuración 2. Fig.21 Configuraciones serpenteantes para la línea ranura.. Fig.22 Distribución de líneas de corriente en cara inferior de la caridad para. 29. ..

(30) En la cavidad el flujo de corriente a través de la cara superficial presenta un máximo en la intersección con la línea de acceso. En la cara inferior de la cavidad el flujo de corriente tiene la misma magnitud que el de la cara superior, pero estas dos componentes están desfasadas 180°. El punto inicial de la antena ranura serpenteante es el punto de corriente máxima de la cavidad. Esto es porque en el extremo corto de la línea ranura, la corriente fluye a través de la superficie metálica alrededor de la ranura final y la energía magnética almacenada es apreciable en la terminación [26]. La línea ranura serpenteada tiene una longitud total λ / 2 se dobla para encajar en el ancho de la cavidad, y es terminada en una ranura perpendicular (Fig.21). La ranura perpendicular es usada para cargar. inductivamente la antena ranura. [27] (Fig. 21).. Experimentalmente se encontró que para la parte serpenteada más larga la longitud es alrededor de λ/16 (Fig.21) y para la parte corta la longitud es alrededor de λ/32 (Fig.21). El ancho de la ranura serpenteada es igual a λ/100. El ancho de la ranura serpenteada junto con el acople externo permite controlar el ancho de banda de la antena.. 3 PRINCIPIO DE SINTONIZACIÓN El principio de sintonización longitud eléctrica de la ranura,. implementado consiste en la variación de la colocada en la parte inferior de la cavidad. (Fig.20). Se. realizaron. dos. configuraciones. de. línea. configuración 1 fue diseñada para una frecuencia de. ranura. serpenteada,. la. 4.88 GHz (Fig. 21) y. la configuración 2 fue diseñada para una frecuencia de 5.84 GHz (Fig.21). Los diseños de las líneas ranuras serpenteadas para la configuración 1 y 2 fueron hechos con el objetivo, que al ser integradas en un mismo sustrato fuesen compatibles en su configuración a 4.88 GHz. La Fig.23 muestra el diseño final de la antena integrada al sustrato para la configuración 1 y en la TABLA IV se presentan las especificaciones de la antena. La longitud promedio de la línea ranura serpenteada es de 34.1 mm.. 30.

(31) En. la Fig.24 se. presenta el. diseño. final de la antena a 5.84 GHz. integrada al sustrato para la configuración 2 y en la TABLA V se presentan las especificaciones de la antena. La longitud promedio para la longitud línea ranura serpenteada es de 25 mm. Con el diseño final de la configuración 1 con una frecuencia central 4.88 GHz (Fig.25) cuyas dimensiones físicas se presentan en la TABLA IV y con el diseño final de la configuración 2 con una frecuencia central 5.84 GHz (Fig.26) cuyas dimensiones físicas se presentan en la TABLA V, se integraron las dos configuraciones (Fig. 27), con el objetivo de lograr la sintonización en frecuencia. z y. x. w. w w1 Savl 7. Savl 7. w1 Savl 3. Savl 3. Savl 2. Savl 2. Saw. Saw. Savl 11. Savl 8. Savl 11. Savl 8. Savl 12. Savl 10. Savl 12. Savl 10. Savl 9. Savl 9. Savl 14. Savl 18. Savl 17. Savl 15. Savl 4 Savl 6. Savl 5. Savl 18. Savl 13. Savl 14 Savl 4 Savl 6. Savl 5. Savl 13. Savl 17. Savl 15. Savl 1. Savl 16. Savl 1 Savl 16. Vista superior. x. Vista inferior. y Fig.23 antena configuración 1, Tabla IV Dimensiones físicas antena 1, en configuración 1. Savl 1 2.38 mm Savl 7 2.35 mm Savl 2 5.36 mm Savl 8 4.76 mm Savl 3 1.78 mm Savl 9 3.58 mm Savl 4 5.76 mm Savl 10 11.15 mm Savl 5 2.975 mm Savl 11 11 mm Savl 6 5.16 mm Savl 12 4.3 mm Saw 0.6 mm W1 28.6 mm. 31. Savl 13 4.3 mm Savl 14 1.1 m Savl 15 0.35 mm Savl 16 2.4 mm Savl 17 5.5 mm Savl 18 10.95 mm W 31.48 mm.

(32) Savl 7. Savl 3. Savl 2. x y. Savl 4. Savl 8. Savl 6. Savl 5. Savl 1. Savl 9. Fig.24 Antena configuración 2,. Tabla V Dimensiones físicas antena 2, en configuración 2. Savl 1 2.38 mm Savl 2 5.36 mm Savl 3 2.38 mm Savl 4 0.6 mm Savl 5 1.775 mm. Savl 6 1.2 mm Savl 7 2.95 mm Savl 8 4.76 mm Savl 9 3.58 mm. Savl 7 Savl 3. x. Savl 2 Savl 4. Savl 5. Savl 8. Savl 6. y Savl 1. Savl 9. Fig. 25 configuración 1, frecuencia central 4.88 GHz, longitud eléctrica 34.1mm. Vista superior Savl 7 Savl 3. x. Savl 2 Savl 4. Savl 5. Savl 8. Savl 6. y Savl 9. Savl 1. Fig. 26 configuración 2, frecuencia central 5.84 GHz, longitud eléctrica 25 mm. Vista superior. 32.

(33) Savl 7 Savl 3. x. Savl 2 Savl 4. Savl 5. Savl 8. Savl 6. y Savl 1. Savl 9. Fig. 27 Configuraciones 1 y 2 integradas. Vista superior. Para lograr la sintonización en frecuencia de 4.88 GHz se dejo una separación de 0.1 mm entre la configuración 2 y las líneas ranura que conforman la configuración 1 (Fig. 28), representando esta separación el funcionamiento de los estados (on/off) del diodo PIN. Separación de 0.1 mm Savl 7 Savl 3. x. Savl 2 Savl 4. Savl 5. Savl 8. Savl 6. y Savl 1. Savl 9. Fig. 28 Antena 1 con separación de 0.1mm entre la configuración 1 y las líneas ranura de la configuración 2. Vista superior. Para lograr la sintonización en frecuencia de 5.84 GHz se dejó una separación de 0.1 mm entre la configuración 1 y las líneas ranura que conforman la configuración 2 (Fig. 29), representando esta separación el funcionamiento de los estados (on/off) del diodo PIN. Separación de 0.1 mm Savl 7 Savl 3. x. Savl 2 Savl 4. Savl 5. Savl 8. Savl 6. y Savl 9. Savl 1. Fig. 29 Antena 2 con separación de 0.1mm entre la configuración 2 y las líneas ranura de la configuración 1. Vista superior. 33.

(34) Con el diseño de las dos antenas una con frecuencia central de 4.88 GHz y la otra con frecuencia central 5.84 GHz, se procedió a integrar las dos configuraciones en un solo sustrato Fig.30 y 31, en las Tabla.VI y VII se presentan sus dimensiones físicas. En el diseño final una línea microcinta de 50Ω es acoplada con la cavidad SIW por medio de la longitud Cl (Fig. 30 y 31). Esta longitud se utilizó para convertir el modo cuasi TEM de la microcinta al modo. de la cavidad SIW, el. factor de calidad externo depende principalmente de la distancia Cl y del ancho Cw. El circuito es mostrado en las Fig.30 y 31. La sintonización electrónica se realizará mediante la implementación de diodos PIN, debido a su confiabilidad, tamaño compacto, velocidad de conmutación y pequeña resistencia y capacitancia en el estado ON y OFF respectivamente. Savl 7. d Savl 11 Savl 3. Savl 10. Savl 2. Savl 8. Lw Saw. Cw S. Savl 4 Savl 6. Savl 5. Cl Savl 9. Savl 1. x. Cs LI Sel. y Vista inferior. Vista superior. Vista superior. Fig.30 Antena configuración 1, Tabla.VI Dimensiones físicas antena 1, Savl 1 Savl 2 Savl 3 Savl 4 Savl 5 Savl 6 Saw. 2.38 mm 5.36 mm 1.78 mm 5.76 mm 2.98 mm 5.16 mm 0.6 mm. Savl 7 Savl 8 Savl 9 Savl 10 Savl 11 Lw LI. 2.35 mm 4.76 mm 3.58 mm 1.775 mm 1.2 mm 4.9 mm 31.49 mm. 34. W Cw Cl Cs Sel d s. 31.2 mm 0.8 mm 13.35 mm 12.35 mm 18.14 mm 1 mm 1.973 mm. W.

(35) Savl 7. Savl 3 Savl 11. Savl 2. Savl 6 Savl 4 Savl 8. d Lw. Saw. Cw Savl 10. Cl. Savl 1. Savl 9. W. S. Savl 5. x. Cs LI. y. Sel. Vista inferior. Vista inferior. Vista superior. Fig.31 Antena configuración 2, Tabla.VII Dimensiones físicas antena 2,. Savl 1 Savl 2 Savl 3 Savl 4 Savl 5 Savl 6 Saw. 2.38 mm Savl 7 2.35 mm W 31.2 mm 5.36 mm Savl 8 4.76 mm Cw 0.8 mm 1.78 mm Savl 9 3.58 mm Cl 13.35 mm 0.60 mm Savl 10 5.76 mm Cs 12.35 mm 2.98 mm Savl 11 5.16 mm Sel 18.14 mm 1.20 mm Lw 4.90 mm d 1 mm 0.60 mm LI 31.49 mm s 1.973mm. La fotografía de la antena con configuración 1 es mostrada en la Fig. 32 y la fotografía de la cara inferior de la antena con configuración 2 es mostrada en la Fig. 33.. (a) (b) Fig. 32 Fotografía de la antena con configuración 1 (a) cara superior, (b) cara inferior. 35.

(36) Fig. 33 Fotografía de la antena con configuración 2 cara inferior.. 4 RESULTADOS SIMULADOS Y MEDIDOS Tomando el diseño previamente descrito, la antena con la configuración 1, fue construida usando el sustrato Duroid 5880 (εr =2.2, tan δ=0.0009, h=1.6 mm), este prototipo fue medido en la cámara anecoica de la Universidad de los Andes con los estándares ANSI/IEEE Std 149-1979. Las dos antenas fueron diseñadas, fabricadas y medidas. La antena sintonizable con configuración 1 fue diseñada para una frecuencia central teórica de 5 GHz. De las simulaciones electromagnéticas que se realizaron con Ansoft High-Frequency Structure Simulator (HFSS) se obtuvo una frecuencia central de. 4.88. GHz, la baja en frecuencia es debida a las pérdidas y. problemas de fabricación, tales como variación en las dimensiones físicas, un ancho de banda en -10 dB de 1.14% (Fig.34), la ganancia obtenida para esta configuración fue de 6.18 dB (Fig.35), un ángulo de apertura de -3 dB de 100° y -49.2 dB de máxima radiación de polarización cruzada. Los resultados obtenidos de las mediciones fueron una frecuencia central de 4.88 GHz , un ancho de banda relativo en -10 dB de 1 % (Fig.34), y un ángulo de apertura de -3 dB de 72° y la ganancia obtenida fue de 6.2 dBi (Fig.35), en la TABLA.VIII se resumen los parámetros eléctricos simulados y medidos para la antena 1. Para la antena sintonizable con configuración 2 los parámetros eléctricos simulados. 36.

(37) obtenidos fueron una frecuencia central. de 5.84 GHz, parámetro S11 de. -15.77dB y un ancho de banda del 1.2 % en -10 dB (Fig.34). La ganancia obtenida para esta configuración fue de 6.09 dB, una polarización cruzad de -29.53 dB y un ángulo de apertura de -3 dB de 120 ° (Fig.36), Los resultados obtenidos de las mediciones para la configuración fueron una frecuencia central de 5.77 GHz , un ancho de banda relativo en -10 dB de 1.2 % (Fig.34). En la TABLA.IX se presentan los parámetros simulados y medidos para la antena 2. Tabla. VIII Parámetros antena sintonizable configuración 1 Simulado configuración 1 S11 Ancho Polarización de Cruzada Banda dBi (%) dB. Frecuencia. GHz 4.88 4.88. 1.14 -49.20 27.00 Medido Configuración 1 1.00 12.00. Ganancia. FTBR. dBi. dBi. 6.18. 20.20. 6.20. 22.00. Tabla. IX Parámetros antena sintonizable configuración 2. Frecuencia. GHz 5.84. 5.77. Simulado configuración 2 S11 Ancho Polarización Ganancia de Cruzada Banda dBi dBi (%) dB 6.09 1.20 -29.53 15.77 Medido Configuración 2 1.20 14.14. FTBR. dBi 29.90. En el diseño final de la antena integrada al sustrato la cavidad se incorporo dentro del sustrato, reproduciendo las paredes eléctricas postes. por. medio. de. metálicos periódicos. La distancia entre los postes metálicos debe. satisfacer las condiciones. y. [15], siendo su diámetro de 1. mm y la separación entre el centro de los postes de La transición de microcinta a una. 1.97 mm (fig.32 y 33).. línea de transmisión de guía de ondas. coplanar (CPW), puedo ser diseñada, debido a que el campo eléctrico de la microcinta y de la línea de transmisión de guía de ondas coplanar (CPW) tiene. 37.

(38) la misma orientación,. esta transición se utilizó en la cara superior de la. cavidad (Fig.30 y 31) [32].. Una línea microcinta de 50Ω es acoplada con la cavidad SIW por medio de la longitud Cl. Esta longitud se utilizó para convertir el modo cuasi TEM de la microcinta al modo. de la cavidad SIW, el factor de calidad externo. depende principalmente de la distancia Cl y del ancho Cw. El circuito es mostrado en las Fig.30 y 31. 0 -5. S11 [dB]. -10 -15. S11 config. 1 medido S11 config. 1 simulado S11 config. 2 medido S11 config. 2 simulado. -20 -25 -30 4. 4.5. 5 Frecuencia [GHz]. 5.5. 6. Fig.34 Parámetro S11 simulado y medido antena sintonizable configuración 1 y 2. 120. 90. 30 5. 60 30. -20. 150. - 45. Patrón de radiación medido Patrón de radiación simulado polarización cruzada simulada. 0. 180. 330. 210 240. 300 270. Fig.35 Patrón de radiación medido, simulado y polarización cruzada simulada, antena sintonizable configuración 1, .. 38.

(39) 90 120 150. 30. Patrón de radiación Medido Patrón de radiación Simulado polarización cruzada simulada. 60. 5. 30. -20 -45. 0. 180. 210. 330 300. 240 270. Fig.36 Patrón de radiación y polarización cruzada simulados, antena sintonizable configuración 2, .. 39.

(40) CONCLUSIONES. En este trabajo se presentó una contribución que se espera sea original al desarrollo de antenas sintonizables en frecuencia central y compatible con tecnologías planas, manteniendo un buen desempeño en términos de eficiencia de radiación.. La variación en frecuencia obtenida del 20 % se encuentra dentro del rango de variaciones en frecuencia revisadas en la literatura por el autor, las cuales están entre un 6.93% y un 50 %.. El ancho de banda obtenido no fue afectado fuertemente, siendo para la antena con configuración 1 del 1% y para la antena con configuración del 1.2%, no siendo afectada su directividad.. Dentro de lo investigado por el autor, sólo hay 1 antena integrada al sustrato, pero esta antena no es sintonizable en frecuencia central, siendo la única la presentada en este trabajo.. Actualmente el principio de sintonización está siendo sometido a la revista AWPL (Antennas and Wireless Propagation letters).. La metodología de diseño. y el principio de sintonización fueron validos. experimentalmente. La antena propuesta tiene la ventaja que puede ser considerada como un resonador que puede ser integrado con filtros de orden superior permitiendo el diseño de filtros con antena.. El ancho de banda puede ser variado al variar el ancho de la línea ranura y al aumentar los caminos serpenteados.. 40.

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