Diseño de un amplificador de bajo ruido para la banda de frecuencias de 8-18 GHZDevelopment of a low noise amplifier for the 8-18 GHz frequency range

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Y APROBADAPOREL SIGUIENTE COMITE

Director del Comité

Z

Miembro del Comité

Dr. Franciscg Javier Ocampo Torres

Miembro del Comité

)

DZ 7Gp Zee _ Chny Le, Dr. Enrique MitraniAbenchuchan

Jefe delDepartamento de Electronicay

Telecomunicaciones

Ora. Ma. Luisa Argote Espinoza Director de Estudios de Posgrado

DIVISION DE FISICA APLICADA

_ DEPARTAMENTO DE

ELECTRONICA Y TELECOMUNICACIONES

DESARROLLO DE UN AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO

PARA LA BANDADE FRECUENCIASDE8 - 18 GHz

TESIS

Que para cubrir parcialmente los requisitos necesarios para obtener el grado de MAESTRO EN CIENCIASpresenta:

RENE BETANCOURT LOPEZ

DESARROLLO DE UN AMPLIFICADORDE BAJO RUIDO PARA LA BANDA DE FRECUENCIAS DE - 18 GHz

Resumen aprobadopor:

M.C. Arturo Velazquez Ventura

Director de Tesis

RESUMEN

En este trabajo de tesis se presenta una metodologia para el desarrollo de un amplificador de bajo ruido con amplio ancho de banda para el intervalo de frecuencias de 8 a 18 GHz. Lasprincipales caracteristicas de dicha metodologia incluyen la utilizacin de sintesis de redes con elementos concentrados para obtener las redes de acoplamiento, asi como el empleo de retroalimentaci6én negativa en cada etapa de amplificacién para asegurar que la respuesta del amplificador no se degrade en el ancho de banda de operacidn, al mismo tiempo que se asegurala estabilidad incondiconal del amplificador.

Siguiendo la metodologia propuesta se disefid satisfactoriamente un amplificador de dos etapas que proporciona una ganancia mayor que 15 dB, con figura de ruido menor que 2 dBy relacién de onda estacionaria de voltaje a la entrada y a la salida menor que 2.5 en todo el ancho de banda.

DEVELOPMENT OF A LOW NOISE AMPLIFIER FOR THE

8-18 GHz FREQUENCY RANGE ~

Approvedby:

Thesis Advisor

ABSTRACT

In this thesis a methodology for the development of a wide-band, low-noise amplifier for the 8-18 GHz frequency range is presented. The relevants characteristics of this methodology include the application of network synthesis with lumped elements in order to get the matching networks, as well as the employment of negative feedbackcircuitry in each stage of amplification to assure that the amplifier response will not degrade in the operating bandwidth, and at the same time that is assured the unconditional stability of the amplifier.

Following the proposei methodology a two-stage amplifier with the following characteristics was satisfactorily designed: Gain > 15 dB, Noise Figure <2 dB, input and output VSWR< 2.5, across the frequency bandofinterest.

Este trabajo esta dedicado con todo mi respeto, amor y un gran orgullo que no me

cabe enel corazon a quienes han depositado en mi su infinito amor, confianza y apoyosin

igual, a quienes me alentaron a levantarme una y otra vez en esta como en otras etapas anteriores de mi vida, a quienes con su esfuerzo y determinacion jamas se dejaron vencer

por fuertes que fueron los vientos, jamas terminare de agradecer todo lo que han hecho I

. mil gracias|! pormi no tengo palabras para decir lo quesiento....

A mis padres:

René Betancourt Reyes

Graciasporla tenacidady el coraje de salir adelante, que me han ayudado a entender que las cosas son dificiles mas no imposibles y que no hay obstaculo que no se pueda superar.

P.Carolina Lépez de Betancourt (})

Medio la vida y me enseito el significado de darla por quien queremos, por quien amamos, a tener coraje por la vida misma y desconocerel significado de darse por vencido, hoy

como ayer, siempre esta en mi mente y en mi corazon en cada meta que alcanzo y que es MAS SUYA QUE NIC. .eseccecreceseeseeesgracias por siempre !!!!!

A mis segundospadres:

David C. Lindsey Jr. (7)

Jamasolvidareel carifio, los consejos y tantas tantas cosas que siempre me acompafiaran el resto de mi vida.

Natividad Lépez de Lindsey

Tia Naty, muchas muchas graciasportodo lo que significapara mi, por todo lo que hizo y

continua haciendo, jamas terminare de agradecerle haber estado con mi mama cuando Yo no estuve...muchas gracias por eso y mas !!!

A mi hermana:

L.C. Rebeca Carolina Betancourt Lépez

Agradezco a quien cada dia me dio la oportunidad de alcanzar mis metas, y que no se olvido de mi atin cuando yo no me acorde de EL, gracias Dios mio.

A los miembros del mi comité de tesis, por sus aportaciones y comentarios Dr. José Luis Medina Monroy, Dr. Francisco’ Ocampo Torres y muy especialmente agradezco a mi asesor de tesis M.C. Arturo Velazquez Ventura por su amistady sus consejos a través de la realizacion de este trabajo.

Agradezco especialmente al M.C. Ricardo Chavez Pérez por brindarme su amistad, y su invaluable experiencia ademas de su gran apoyo en la realizacion de la parte tecnolégica de este trabajo.

Quiero agradecer al Dr. Raul Rangel Rojo el tiempo invertido asi comola disponibilidad del equipo del departamento de dptica en especial el laboratorio de ldseres para la realizacion tecnoldgicaparcial de este trabajo.

Al Oc. Miguel Farfan por su ayuda en la obtencion de las micro-diapositivas.

A la Sra. Sara Rodriguez por su ayuda en el microsoldado delos transistores.

Altaller de mecdnicafinapor la construccién del recinto metalico y al Ing. Javier Davalos por el corte del substrato de alimina utilizado en el amplificador.

A todos mis profesores que a lo largo de este tiempo me dejaron una pequehia parte de su experiencia dentro yfuera de las aulas de estudio.

A las familias Betancourt Reyes y Lopez Pérez, de quienes me siento muy orgulloso de pertenecer.

A lafamilia Saucedo Betancourt y la nueva generacion, por todo el apoyo que siempre me handado, gracias!!!!

A una gran amiga que me ensefio la grandeza de una sincera amistad y que me ayudo a descubrir todo lo que puede llegar a existir en el interior de uno mismo ... graciasLily.

A la familia Gomez Velasco por brindarme su sincera amistad en este corto tiempo, les estoy profundamente agradecido.

A Noemi Guzman Rousseau, mds que una amiga muy especial, una persona que a pesar del poco tiempo de conocernos me brindo su amistad y apoyo en los momentos en que no salian las cosas, que siempre tuvo unas palabras de aliento y una sonrisa que noolvidare Jamas...gracias Noemi!!!

Al nuevo miembro de la Familia Betancourt Lopez, L.C. Victor Jiménez A., alias mi cuhiado,

A mis amigos de generacioén y de generaciones pasadas en especial a Edgar Martinez,

Raymundo Buenrostro, Ernesto Becerra, Arturo Arvizu, Héctor Mejia, Héctor Gomez, Veronica Hernandez, Francisco Rangel, Miguel Martinez, Rosa Martha Lopez, Alberto Alvarado, Mauricio Carmona, Rodolfo Cortés, Miguel Gomez, Rosy Chavez y Alvaro

Lopez, CarmenLealy Jesus Gardufio... Hegamos “Drs.” ???, CLARO QUE SI !I1/!

A alguien muy especial, a una persona con la que habré de compartir estas y otras

vivencias de la vida diaria pues mas que mio este escalén de la vida, sera de ella, pues si

es verdad que todavia no ocupa alguien ese lugar, en un futuro espero no muylejano puedaleer estas lineas y asipueda imaginar cada atardecer y cada amanecerenel cual le

Al las chicas de lajefatura de electronica y de lajefatura de la division de fisica aplicada Cecy, Maricela, Rossy, Eva, Rubi y Betty gracias por aguantarme todoeste tiempo y por el café !

Al equipo “Colosos”: Arturo Y. y respectiva, Ricardo Ch. y respectiva, Jorge P. y respectiva, Rodolfo C. y respectiva, Edgar M., Marta G., Luis F. y Cecy H., Ivan Lepe y FOSPCCHIVG wiesesesseveereeeesPOY SOS MOMENTOS, ...+4.. O. K!

A todas aquellas personas que ya no estan fisicamente conmigo, pero que de alguna manera siempre estuvieron, estan y estaran presentes a cualquier parte que vaya.

A los compaiieros dé las nuevas generaciones ‘tesistas’ y de ‘nuevo ingreso’, mucha suerte pero mds que nada “si las cosas fueran faciles cualquiera las haria, lo importante no es caerse, si no saberlevantarse”.

Al centro de Investigacion Cientifica y Educacion Superior de Ensenada... muy adecuado!

Al Consejo Nacional de Ciencia y Tecnologia (CONACyT), por la oportunidad y las facilidades para la realizacion de mis estudios de maestria.

Al Instituto Mexicano de Comunicaciones y la OEA por su apoyo en la adquisicién del equipo y paquete informaticoutilizado en elpresente trabajo.

A la Universidad Autonoma de Nuevo Le6n, especialmente a la Facultad de Ingenieria Mecanica y Eléctrica, ...0.. duro y ala cabeza !

A Veracruz mi estado natal. A México mipais.

INTRODUCCION

13 Planteamiento del problema 14 Organizaciondela tesis

AMPLIFICADORES DE MICROONDAS IL.1 IL2 11.3 11.4 IL.5 IL.6 11.7 I18

Disefio de amplificadores de microondas con transistores no-encapsulados

II.1.1_ Estructuras de amplificadores de microondas Gananciade potencia del amplificador

Consideraciones deestabilidad Representaci6n grafica de la ganancia Factor de ruido

11.5.1 Parametros de ruido

11.5.2 Representacion grafica del factor de ruido Acoplamiento de impedancias

11.6.1 Acoplamiento de impedancias de banda amplia Amplificadores retroalimentados

II.7.1 Circuito de retroalimentacion

DISENO DEL AMPLIFICADORDE BAJO RUIDO PARA LA BANDADE FRECUENCIASDE8-18 GHz Tl. IiI.2 Iil.3 TIL.4 II. II1.6 1.7 TIL.8 III.9 Introduccion

Especificacion delas caracteristicas eléctricas del amplificador Metodologia del disefio del amplificador

Seleccion del transistor y su caracterizacion IIL.4.1 Seleccion deltransistor

11.4.2 Caracterizacion del transistor Analisis del transistor

11.5.1 Analisis de estabilidad, ganancia y ruido Calculo del circuito de retroalimentacion

III.6.1 Calculo de Elementos Inductivo-Capacitivo en la Retroalimentacion

IIL.6.2 Calculo de la resistencia de retroalimentacion Calculo delos coeficientes de reflexion optimos Calculo de redes de acoplamiento

III.8.1 Determinacion de redes de acoplamiento con elementos concentrados

III.8.2 Calculo de redes de polarizacion Simulacion de un amplificador preliminar III.9.1 Transformacion a elementos distribuidos

III.9.2 Simulacion del amplificador con elementos distribuidos III.9.3 Optimizacion del amplificador

I11.9.4 Distribucion circuital del amplificador en tecnologia de microcinta

II.9.5 Optimizacionde la distribucion circuital 61 III.9.6 Distribucionfinal circuital del amplificador 61 I11.9.7 Simulacionfinal del amplificador 62

IV. CONSTRUCCION DEL AMPLIFICADORDE BAJO RUIDO

PARA LA BANDA DE FRECUENCIASDE8-18 GHz 64

IV.1 Proceso de fabricacion 57

IV.1.1 Patron a escala ST

IV.1.2 Obtencidn de la mascarilla 58

IV.1.3 Inspecci6on de la mascarilla 58

IV.1.4 Preparacion de la muestra 58

IV.1.5 Deposito de fotorresina 59

IV.1.6 Impresion en el substrato 60

IV.1.7 Revelado litografico del substrato 60

IV.1.8 Decapado metalico 61

IV.1.9 Inspeccion final de grabado 62

IV.1.10 Construccién del conducto paratierra fisica 63 IV.1.11 Integraci6n total de los elementos sobre el circuito

impreso 65

IV.1.12 Ensamblefinal en un recinto metalico adecuado 66

Vv. CARACTERIZACION DEL AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO 77 V.1 Medicion de la ganancia figura de ruido del amplificador 77

V.2 Anilisis de resultados 84

VI. CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES VI.1 Recomendaciones

VI.2. Conclusionesfinales

LITERATURA CITADA

APENDICE I

86 86 86

87

Figura Pagina

1 Ubicacién del amplificador de bajo ruido en un sistema de recepcion. 3 2 Potencias y coeficientes de reflexion presentados porun bipuerto. 8 3 Potencias y coeficientes de reflexion de un bipuerto para ganancia de

transductor. 9

4 Potenciasy coeficientes de reflexion de un bipuerto para ganancia de

operacion. 10

5 Potencias y coeficientes de reflexion de un bipuerto para ganancia

disponible. 11

6 Circulos de factor de ruido constante. 17

7 Diagramaa bloques de un amplificador de microondas. 18 8 Redes de acoplamiento para banda amplia con elementos concentrados. 19

9 Concentrados(a); Distribuidos (b). 21

10 Acoplamiento con segmentosdelinea de transmision. 21

11 —Acoplamiento real-complejo con elementos concentradosy distribuidos. 22 12 Acoplamiento complejo-complejo con elementos concentrados y

distribuidos. 22

13 Configuracién con retroalimentacionen paralelo. 24

14 Configuracién conretroalimentacion enserie. 25

15 Circuito equivalente del transistor de efecto de campo de arsenurio de galio. 25 16 Circuito equivalente del transistor de efecto de campo dearsenurio degalio

con retroalimentacion en serie (R:) y paralelo (Ra). 26 17 Configuracién con elementos concentradosa lineas de transmision

en unaestructura defiltro de efecto inductivo. 30

18 Configuracion con elementos concentradosa lineas de transmision

Figura Pagina

19 Extremosabiertos (a), Espacio entre lineas (b), Uniones en “T” (c),

Lineas en angulo recto (d), Uniones en “cruz” (e), Cambio abrupto

de dimensiones (cambio de impedancias)(f). 33

20 Distribucién de campo magnetico en un discontinuidad sobre una

microcinta. 33

21 Metodologia del disefio del amplificador de bajo ruido para la banda de

frecuencias de 8 - 18 GHz. 36

22 Circuito de retroalimentacion en un amplificador. 37

23 Coeficientes optimos dereflexion para un amplificador de una etapa. 38 24 Coeficientes ptimos dereflexion para un amplificador de dos etapas. 38 25 Estructura propuesta para el amplificador de bajo ruido en la banda

de frecuencias de 8 - 18 GHz 40

26 Analisis de ganancia y ruidoparael transistor NE32400sin estabilizar. 42 27 Anilisis de estabilidad para el transistor NE32400sin estabilizar. 42

28 Filtro dentro del circuito de retroalimentaci6n. 43

29 Representacion grafica de parametros “S” obtenidosde la topologia

delfiltro. 44

30 Circuito esquematicodel transistor con lementos de la red de

retroalimentacion. 45

31 Analisis de gananciay figura de ruidoparael transistor NE32400

retroalimentado. 46

32. Anilisis estabilidad para el transistor NE32400 retroalimentado. 46 33 Representacién del circuito de retroalimentaciény el transistor NE32400

Figura Pagina

34 Representacién grafica de los coeficientes de reflexion para el transistor

no-estabilizado en carta de Smith. 50

35 Ubicacién grafica de los circulos de factor de ruidoparael transistor no

estabilizado en carta de Smith. 50

36 Representacién grafica de los coeficientes de reflexién para el transistor

estabilizado en carta de Smith. 51

36 _Ubicacién grafica de los coeficientes de reflexion para el transistor.

estabilizado en carta de Smith. 51

38 Estructuras de redes de acoplo seleccionadaspara el amplificador

preliminar en elementos concentrados. 53

39 Parametros “S” obtenidos de la topologia de la red de acoplo de entrada. 53 40 Parametros “S” obtenidos de la topologia de la red de acoplo intermedia. 54 41 Parametros “S” obtenidosde la topologia de la red de acoplo desalida. 54 42 Amplificador preliminar con elementos concentrados. 56 43 Analisis de gananciay figura de ruido para amplificador preliminar en

elementos concentrados. 56

44 ROEVSpreliminares del amplificador en elementos concentrados. 57 45 Diagrama esquematico del amplificador con elementosdistribuidos. 58 46 Analisis de gananciay figura de ruido para amplificador preliminar en

elementosdistribuidos. 59

47 Simulacion preliminar del amplificador en elementos distribuidos del

ROEVdeentraday salida. 59

Figura Pagina

49 Simulacién final de la respuesta del amplificador en ganancia y factor de

ruido en elementosde lineas de transmision. 62

50 Factor de estabilidad del amplificador en elementosdelineas de transmision. 63 51. Proceso de construccién del amplificador de bajo ruido para la banda de

frecuencias de 8-18 GHz. 64

52 Exposiciondel substrato a la luz ultra-violeta. 68 53 Arreglo experimental de laseres para perforacién del substrato de ceramica. 72 54 Proceso de perforacién del conducto paratierra fisica en el substrato. 72 55 Recinto metalico parael amplificador de bajo ruido en la banda de

frecuencias de 8 -18 GHz. 76

56 Méedicion de ganancia del amplificador de bajo ruido haciendo uso de el

analizador de redes HP8510c. 77

57 Comportamiento dela ganancia y el ROEV del amplificador de bajo ruido

para la banda de frecuencias de 8 - 18 GHz. 78

58 Configuracin del banco de medicionpara el amplificador. 79 59 Comportamiento dela ganancia del amplificador antes de

sintonizacion. 81

60 Comportamiento de la ganancia y figura de ruido del amplificador

después del proceso de sintonizacion. 82

61 Comparacion de respuestas en ganancia del amplificador completoenla

II

IL1

Il

IV

Parametros “S”sin incluir el circuito de retroalimentacion. 48 Caracteristicas del transistor NE32400sinincluir el circuito de

retroalimentacion. 48

Parametros “S”incluyendoel circuito de retroalimentacion. 49 Caracteristicas del transistor NE32400 incluyendoel circuito de

retroalimentacion. 49

Caracteristicas finales de la simulacion del amplificador de bajo

tuido para la banda de frecuencias de 8-18 GHz. 63 Resultados obtenidos de la medicién de ganancia y figura de ruido

del amplificadorutilizando el banco de medicion. 80 Resultados obtenidos de la medicién de la ganancia y figura de ruido

I. INTRODUCCION

L.1 Justificacion

Conel constante desarrollo de la tecnologia en la rama de las telecomunicaciones, se hace mayor la necesidad de contar con dispositivos que cumplan confiablemente con las especificaciones de disefio adecuadasal tipo de sistema requerido.

Esto se puede lograr debido a la aparicién de nuevos dispositivos activos que permiten obtener amplificadores con muy bajo nivel de ruido y alta ganancia asociada, capaces de operar a frecuencias cada vez mas elevadas.

Lograr un bajo nivel de ruido con una buena ganancia asociada en un ancho de banda amplio, es un compromiso que con los recientes avances en la tecnologia de transistores de efecto de campo de Arseniuro de Galio en su presentaciOn no-encapsulado, es posible enfrentar con mayores probabilidadesde éxito.

amplificador de bajo ruido, con alta ganancia asociada y buenalinealidad, para la operacion

en la banda de 8 a 18 GHz, estableciendo una metodologia de disefio que considere los

efectos de dispersion con la frecuencia asi comolas discontinuidades propiasde las lineas de

microcinta .

L3 Planteamiento del problema

La potencia dela sefial que se recibe a la entrada de un amplificador de bajo ruido

via una antena tipica de banda X o Ku comose puede observaren la figura 1, es del orden

de pico watts por lo que un amplificador de bajo ruido debe contribuir con una muy baja

potencia de ruidoo la sefial podra perderse entre el ruido interno del amplificador.

A medida que aumenta la frecuencia de operacidn los efectos parasitos asociados al

encapsulado delos dispositivos se hacen muy notorios llegando a limitar los intervalos de

frecuencia de operacion [Rangel, 1994].

Por esta razon, para el disefio del amplificador de bajo ruido en la banda de

frecuencias de 8-18 GHz se propone utilizar dispositivos no-encapsulados. La

caracterizacién de estos dispositivos es mas precisa ya que disminuyen los procesos de

remocion deerrores y de efectos parasitos a causa del encapsulado.

Con la experiencia adquirida en el disefio de este amplificador se podra definir una

Antena Parabolica

Amplificador de Bajo Ruido

Amplificador de frecuencia Intermedia

Figura 1. Ubicacion del amplificador de bajo ruido en unsistema de recepcion.

En este trabajo de tesis se describe la metodologia para el desarrollo de un amplificador de bajo ruido que involucrael disefio y construccion del mismo para la banda de frecuencias de 8 a 18 GHz.

microondas con transistores no-encapsulados, proporcionando los principios de disefio y

caracteristicas principales de los amplificadores para bajo ruido y banda ancha.

En el capitulo III se determinan los alcances de la metodologia del disefio y las

caracteristicas principales del amplificador de bajo ruido para la banda de frecuencias de 8

-18 GHz. De la misma manera, se presentan resultados del analisis de las diferentes

topologias quese utilizaron.

En el capitulo IV se describe el proceso de construccion del amplificador de bajo

ruido para la banda de frecuencias de 8 - 18 GHz.

En el capitulo V_ se describe la metodologia empleada para la caracterizacion del

amplificador y se presentan los resultados obtenidos.

Enel capitulo VI se presentan las aportaciones de este trabajo de tesis asi como una

EI progreso de los dispositivos activos en su modalidad no-encapsulado ha hecho

posible el desempefio a frecuencias mas elevadas, debido a la eliminacién de los efectos parasitos producidospor los dispositivos encapsuladosloscualeslimitan el rango dinamico

de operacion. De especial interés son los dispositivos desarrollados en substratos de

Arseniuro de Galio (AsGa) y recientemente sobre substratos de Fosfuro de Indio (InP), los

cuales permiten obtenerun factor de ruido masbajo [ Wang,ef a/.,1993].

Basandose en los parametros de dispersion “S” y de ruido delostransistores, asi

como en ciertos requerimientos de desempefio, se puede desarrollar un procedimiento

sistematico parael disefio de tales amplificadores [Martinez Rosas, 1993].

Las consideraciones mas importantes de disefio en un amplificador de microondas

que utiliza transistores como elementos activos son la estabilidad, ganancia en potencia, ancho de banda, factor de ruido y polarizacion, Para esta ultima consideraciOn, se toman en

cuenta las caracteristicas del dispositivo activo (MESFET, HEMT o PHEMT) que se

seleccionara dependiendo de las especificaciones de disefio del amplificador. Posteriormente,

se utilizan herramientas sistematizadas como: el método grafico basado en la Carta de Smith, el cualse utiliza para disefiar amplificadores con anchos de banda angostaalrededor del 10%

de la frecuenciacentral. El métodode sintesis de redes empleado para disefiar amplificadores

tanto de banda angosta como de banda amplia de hasta 3 octavas o el método deanalisis y

la entraday salida del transistor, y ademas se definiran las redes de acoplamiento apropiadas

para satisfacer los criterios de estabilidad y lograr el mejor compromiso entre las

especificaciones de disefio (ganancia plana, ruido, ancho de banda, relacion de onda

estacionaria) [Medina Monroy,1995].

De acuerdo a su aplicacion, los amplificadores de microondas se clasifican

basicamente de la siguiente manera: en amplificadores de bajo ruido, amplificadores de alta

ganancia y amplificadores de potencia. A continuacién se describen brevemente las

principales caracteristicas de los amplificadores mencionados:

a) Amplificadores de bajo nivel de ruido (ABR).

e Factor de ruido minimo.

e Ganancia asociada.

e Coeficiente de reflexion optimo para factor de ruido minimo.

b) Amplificadores de ganancia elevada (AGE).

© Ganancia maximadisponible.

© Coeficiente de reflexion optimo en la carga y en el generador para maxima

ganancia.

c) Amplificadores de potencia elevada (APE).

e Potencia de salida alta.

e Intermodulacion baja.

del transistor o elementoactivo constituyen la mitad de la importancia.

11.1.1 Estructuras de amplificadores de microondas.

Principalmente existen tres tipos de estructuras de amplificadores de bajo ruido:

a) Amplificadoren linea. Este tipo de amplificadorutiliza un aislador entre cada etapa para

mejorar el acoplamiento entre las mismas, haciéndose de esta forma independientes y

comoconsecuencia una sintonizacion facil para mejorar las caracteristicas del mismo.

b) Amplificador Balanceado. Este tipo de amplificadorutiliza el doble de elementos activos

y pasivos en sus etapas balanceadas las cuales son conectadas entre si por medio de

acopladoreshibridos de cuadratura de 90°. En esta configuracion, se logra incrementaral

doble la potencia y a la vez se mejorala relacion de onda estacionaria a la entrada y a la

salida.

c) Amplificador Multietapas. En este tipo de amplificador resulta un proceso mas

complicado obtener caracteristicas Optimas parecidas a los anteriores debido a la

dificultad de la sintonizacién, mas sin embargo se pueden lograr comportamientos

bastante aceptables, y resulta ser una alternativa bastante econdmica ademas de ocupar un

caracterizacion de amplificadores de microondas, dentro de las cuales las principales

definiciones de interés son las siguientes: la ganancia de transductor Gr, la ganancia de

operacion Gp la ganancia disponible Gp [Gonzalez,1984]. En la figura 2 se muestran los

tipos de potencias asi como los diferentes coeficientes de reflexion presentados por los

componentesde un bipuerto, definidas de la manera siguiente:

Ppr: potencia disponible de la fuente. P.: potencia entregadaa la red. Ppr:potencia disponible dela red. Pc: potencia entregadaa la carga.

Tet: Coeficiente de reflexion presentado a la entrada del transistor. Ta: coeficiente de reflexion presentado a la salida del transistor.

T; : coeficiente de reflexion presentado a la fuente. I. : coeficiente de reflexion presentado a la carga.

Ty Tent Tsai i

Zo

KJ

LY

II

Secs DISPOSITIVO RED DE

z

\COPLO AN

o ve | ENTRADA) [ ACTIVO [ copie

Pat

Pe

Par

Po

desacoplamiento enlos puertos de entrada y salida de la red. Se define como larelacion

de la potencia de salida P, (potencia entregada por la carga) a la potencia maxima

disponible que se puede obtener del transistor cuando éste esta acoplado (potencia disponible de la fuente). La figura 3 muestra los coeficientes de reflexion asi como las

potencias presentadas porun bipuerto conlas caracteristicas previas.

F

Gr=>*

Pat

()

1

E

G(dB) = 10loe{|

(2)

Par

En términosde los parametros de dispersién “S”se tiene la siguiente relacion:

1-|Ep 1-|r.|

G, = |S., I’: 5 GB)

ji-s.rPu r,|’ ‘[t-s,T.|

Ir |

S22 Ic

Zo KJ Ly LI

eal DISPOSITIVO RED DE "

ve | (ENTRADA) ACTIVO eee

Paf

Po

b) GANANCIA DE POTENCIA.La ganancia de operacion proporciona informacion de

casos particulares en el que la entrada del dispositivo esta acoplada y la salida esta

desacoplada, este caso especial se utiliza en el disefio de amplificadores de potencia en

los que la red de acoplamiento de la salida se disefia para potencia de salida maxima,

distorsion armoénica minima a niveles de excitacion elevados y la red de acoplamiento a

la entrada se disefia para ganancia maxima.

_ Po

Gp= Pe

(4)

Gp(dB) = 10lo 8

_p(4B)

₌

_{10log| 5°}

₍₅₎

En términosde los parametros de dispersion “S”se tiene la siguiente relacion:

1

1-|F,|’

G, =|s,f°-—2,- tore

(6)

li-s',|° |1-S,.T.|

En la figura 4 se muestran las caracteristicas para la ganancia de potencia.

Tc =( 41) * C

S'1 S'2 | .

Zo

WJ

LI

Ve (ENTRADA) [ ACTIV ee [" Zo

Pe

Pc

c) GANANCIA DISPONIBLE.La ganancia disponible de un bipuerto nos representa la ganancia cuando la entrada esta desacoplada y la salida del mismo esta acoplada. Se define como:

Gn.= Pa _ Potencia disponibleen la red (7?) p Pig Potencia disponible en la fuente

En términos de los parametros de dispersion “S”se tiene la siguiente relaciOn:

2 1-[Tl

1

Gp = $8) -——_>_>

(8)

h-syref 1-9)

Gp (dB) = togre

(9)

Pat

La figura 5 muestra los coeficientes de reflexion asi como las potencias presentadas por un bipuerto cuando setienen las caracteristicas mencionadas previamente.

' '

I; | if Te =(S'22)*

Zo

oe

LG

one DISPOSITIVO RED DE 3Zo

ACOPLO

ve | (ENTRADA) ACTIVO [" ae

Pat

Par

Para el disefio de un amplificador de bajo ruido, se toma en cuenta lo anterior, y se disefia la red de acoplamientoa la entrada para un factor de ruido minimoy la red de salida para ganancia maxima. En generalla impedancia de entrada para ruido minimo no coincide

con la impedancia de entrada requerida para ganancia maxima por lo que se produce un desacoplamientoen la entrada.

De lo anterior se puede observar, que la ganancia disponible es una funcion del

acoplamiento de la fuente y corresponde al caso especial de la ganancia de transductor cuandola salida esta acoplada [Velazquez Ventura, 1995].

Gy = (Sx)

(10)

Gp = G,(Te = S'y2) (11)

1.3 Consideracionesde estabilidad.

En unared de dos puertos se producen oscilaciones cuandoel puerto de entrada o el

>1.

Sx

de salida o ambospresentanresistencia negativa. Esto ocurre cuando|S,,| >1 6

En términos de los coeficientes de reflexion , las condiciones para estabilidad incondicional a una frecuencia dada son [Medina Monroy, 1995]:

If<1

[Fe <1

(12)

= = 8,80. a Si, ~ 4,

SS. S,, — AT,

S| =leul=|Sa +22 =|-2| <1

14

s.I Pra * 1-S,.,

La condicién para que un bipuerto sea incondicionalmente estable es que pp > 1

donde 1 esta dado por [Edwardsy Sinsky, 1992]:

1-|S,,P

b= —_ (15)

(So2 - A)Si1 4|+|Sp1Si9|

donde:

A=S,S,, -S,S

(16)

Cuando la red de dos puertos es potencialmente inestable (11 <1), se pueden

determinar graficamente las regiones en donde Tc y Ty hacen estable al amplificador,

mediantela utilizacion de los circulos de estabilidad [Vendelin, 1990;Gonzalez, 1984].

1.4 Representacién grafica de la ganancia.

Para determinarlos coeficientes de reflexion de la entraday de la salida que permiten obtener una ganancia determinada, se utiliza la representacion grafica de los circulos de ganancia, La ganancia de potencia se representa graficamente en la carta de Smith en forma de circulos. La ecuacién de ganancia en potencia determina los circulos en el plano de la

Sal'(trel’)

a7)

(1-[S:s[7)+Iel?Saal” -|Al?)-2Re('eCa)

C,=S, -ASu

(18)

A partir de esta ecuacion es posible obtener el lugar geométrico para un conjunto de valores de Tc que proporcionen unvalor constante de Gp.

Esta ganancia Gp es igual a la ganancia de transductor para el caso de que en el

puerto de entrada Ty =S), *.

IL5 Factor de ruido.

EI ruido establece unlimite inferior al nivel de medicion o amplificacion desefiales.

Porlo tanto, es importante conocer los elementos que definen esos limites de operacion y encontrarlas condiciones Optimas de trabajo [Serrano Santoyo, 1982].

Enlos dispositivos activos el factor de ruido (Fr) indica la degradacion que ocurre en la relacion sefial-ruido (signal-noise) debido al ruido agregado por la estructura, dimensiones, tipo de material del que esté construido el semiconductor , condiciones de polarizacion, temperatura y esta definido como [ Medina Monroy, 1995]:

oO

(S/R)

(S/R)s 09)

Fp=

donde:

(S/R)e = relacion sefial a ruido la entrada.

Existentres tipos basicos de ruido que degradanla sefial:

a) RUIDO TERMICO (Ruido Johnson): debido al movimiento aleatorio de los portadores

de corriente.

b) RUIDO IMPULSIONAL (ShotNoise): resulta del arrastre de portadores causado porla

aplicacién de un campoeléctrico externo.

c) RUIDO DE BAJA FRECUENCIA(Flicker Effect): resulta de las fluctuaciones lentas en

conductividad, con un espectro en frecuencia que sigue la ley de variacion 1/f. La

contribucién de este tipo de ruido en el rango de las microondas puede ser despreciable

[Serrano Santoyo, 1982].

11.5.1 Pardmetros de ruido.

Los parametros que describen el factor de ruido de un dispositivo son:

° Factor de ruido minimo ( Fopt = Fmin ).

e La admitancia Optima (Yo = Go + jBo ) a la entrada del dispositivo que

proporciona Frin.

° La resistencia equivalente de ruido (Ry) 6 rn normalizada a la entrada donde rn se da

por:

Ademias, el factor de ruido depende de la impedancia presentada a la entrada del

dispositivo (Yc , Zc 6 Ig) esta dependencia se describe comosigue:

En funcion de la admitancia Optima que proporcionael factor de ruido minimo (Fmin)

se tiene [ Medina Monroy, 1995]:

F, =F, + 2. Y, - Y,|°

(21)

Donde:

Yo = Ge + jBc (22)

Yo = Go + jBo (23)

Se obtiene la expresiénanterior en funcion de las conductancias y susceptancias de

las admitancias comosigue:

F. = Faint [Go -~G,J - (Bg - By)|

(24)

Obteniendo la relacién con el coeficiente de reflexion, el factor de ruido se puede

expresarde la siguiente forma:

Ty

-Fy = Fain + 4tq

g a -

(24)

fl+T,/ (1 -|Fo|

To = coeficiente de reflexién Optimo proporcionado por Frin. Donde:

Tc= coeficiente de reflexion del generador.

11.5.2 Representacion grafica del factor de ruido.

El factor de ruido se puede representar graficamente en la carta de Smith en forma de

circulos de factor de ruido constante como se muestra en la figura 16. Cada circulo estara

formado por un conjunto de coeficientes de reflexion Ig que proporcionan un factor de

tuido dado.

i Circulo de Factor

i Ruldo Constante.

i Incremento de

i Factor de Ruldo

Fmin

v v

Carta de Smith

Figura 6. Circulosde factor de ruido constante.

Loscirculos se establecen a partir de ecuaciones conocidas; para la localizacién del

centro del circulose tiene:

T Tol ZT

go ee

(25)

mientras que su radio se obtiene:

donde Npse define como:

_|Fe-Tol’ _ Fo-Fon 2

TRE ae i+T,|

(27)

11.6 Acoplamiento de impedancias.

Untransistor empleado como amplificador debe obtener la potencia maxima de la

fuente y ademastransferir la maxima potencia posible a la carga . Estas dos condiciones se

obtienen cuando la fuente y la carga estén acopladas simultaneamente [Martinez

Rosas, 1993]. El acoplamiento de impedancias de untransistor se logra mediante redes de

acoplamiento compuestas con elementos pasivos como se muestra en la figura 7 en la que se

observa un amplificador de microondas.

z — _— — _—

8+ 1,"_{9 sCOPIG)}REDDE I|le _TRANSISTOR Iss _ACOPLOReDoe I[IL _Z

Vt (ENTRADA) (SALIDA)

Figura 7. Diagramaa bloquesde un amplificador de microondas.

11.6.1 Acoplamiento de impedancias de banda amplia.

Cuandoel acoplamiento se realiza en una banda angosta (hasta 10%) los elementos

maxima transferencia de potencia del generador hacia la carga y evitar al maximo las pérdidas por desacoplo. En la figura 8 se muestran algunos tipos de secciones empleadas

para banda amplia comoson la red escalera, la “7” y la “T” respectivamente. Mediante la

utilizacién de este tipo de secciones es posible obtener la transformacion requerida y controlarel ancho de banda de operacion de la red.

Ci C2 «(68 C1 C1 C2

} I os

mh

IH

(

Mf uf ut

Le P

fay

(

yop ie

a 1 22 f 22 Zi 2a

Figura 8. Redesde acoplamiento para banda amplia con elementos concentrados.

‘ Basicamentese tienentres casos tipicos de acoplamiento [Medina Monroy, 1995]:

Un transformador de un cuarto de onda consiste de un elemento de acoplamiento

con impedancia caracteristica Zo y longitud dada por | = 4/4 = 90° de longitud eléctrica.

Este tipo de elemento de acoplamiento transforma impedanciasporla relacion:

Zo" = ZpZc (28)

b) SISTEMA RESISTIVO - COMPLEJO. En este caso una de las dos impedancias tiene

una reactancia ya sea inductiva o capacitiva y la otra es real. Un ejemplo lo constituyen las redes de entraday salida del ampificador donde se acoplan las impedancias reales de entraday salidaa las del transistor, las cuales son complejas.

c) SISTEMA COMPLEJO - COMPLEJO.Para este caso las dos impedancias a acoplar tienen una parte reactiva (inductiva o capacitiva). Un ejemplo de esto seran las redes intermedias quese utilizan para acoplarla salida de untransistor con la entrada del otro.

equivalencia de cada uno de los elementosa transformar mediante relaciones de ecuaciones

ampliamente conocidas [Bahl, Bhartia, 1988].

En el disefio de redes de acoplamiento, es frecuente la combinacion de elementos concentradosy distribuidos como se muestra en las figuras 10, 11 y 12 los cualesse utilizan

para aprovecharlas caracteristicas de cada unodeellos dentro del analisis del disefio.

C1

ZF C2 Zc

(a)

(b)

Figura 9. Concentrados(a); Distribuidos(b).

Zi Z2

Zf eLI> « L2> S Zc

(real) _(real)

jXa

\|

FI

Z2

¢ 02

Zc

* bg

>

Zt

(compleja) ue (real)

Figura 11. Acoplamiento real-complejo con elementos concentradosy distribuidos.

jXa

\|

Ft

Z2

Zc

ry oe

Zr

(compleja) 7 - (compleja)

I

Figura 12. Acoplamiento complejo-complejo con elementos concentradosy distribuidos.

11.7 Amplificadores retroalimentados.

Unadelas principales fuentes de dificultad en el disefio de circuitos amplificadores

con transistores de efecto de campoesel control del acoplamiento de las impedancias entre

los dispositivos, lo cual hace dificil el empleo de configuraciones en cascada para 2 0 mas

etapas. Es posible sintetizar redes de acoplamiento con ancho de banda ampliosutilizando la

retroalimentacion en paralelo para reducir las magnitudes de S;, y S22 cerca de las terminales

La retroalimentacion agrupa la banda de frecuencias de interés y desplaza mas cerca

del centro de la carta de Smith a los parametros S11 y Sz, facilitando el acoplamiento del

transistor [Priolo, 1989].

El empleo de este método de disefio permite lograr anchos de banda amplios,

gananciaplana, acoplamiento mejor, menor dependencia a los parametros “S” del transistor,

reduccion en la sensibilidad por el desacoplamiento debido al disefio de las redes de

acoplamiento para figura de ruido minimapero todo esto a expensas de una reduccion enla

ganancia de transductor asi como de unaligera degradacionen la figura de ruido ocasionada

porla resistencia en el circuito de retroalimentacion (Rg) es por eso que un compromiso

adecuado entre las principales caracteristicas de disefio y la posibilidad de emplear una

configuracion de dos etapas, con un buen acoplamiento entre ellas podra compensar la

reduccion de dicha ganancia para cumplir con los objetivos de disefio.

11.7.1 Circuito de retroalimentacion. ‘

Uno de los métodos mas comunespara la aplicacién de retroalimentacion negativa

son las configuraciones con retroalimentacion resistiva en paralelo y en serie como se

muestra en las figuras 13 y 14 respectivamente.

EI circuito con retroalimentacién en paralelo esta compuesto basicamente por una

resistencia, un inductor y un capacitor en serie entre la compuerta y el drenaje del transistor,

donde el grado de retroalimentacion se controla principalmente por el valor dela resistencia

manera quea cierta frecuencia la retroalimentacion tenga un decremento en proporciéna la

caida de la ganancia del transistor y de esa manera evitar la posibilidad de una

retroalimentacion positiva (oscilacién) a frecuencias bajas, mientras que el capacitor (Crs)

sirve como bloqueador de CD. Laresistencia y la inductancia estabilizan el transistor a

frecuencias bajas, teniendo como consecuencia una reduccién de ganancia en dichas

frecuencias reduciendo de esta forma la pendiente de la ganancia que tendra un decremento

conforme aumenta la frecuencia, para obtener unarespuesta plana en el rango de frecuencias

de interés.

Rea Lre Cra

Lo SALIDA —

Ly

TRANSISTOR

Figura 13. Configuracion con retroalimentacion enparalelo.

EI circuito con retroalimentacién en serie puede degradar la estabilidad, pero se

puede utilizar para modificar la impedancia de entrada (generalmente la incrementa) o para

cambiar la impedancia de ruido Optima. En algunos casos puede mejorarel factor de ruido

minimo obtenible con un dispositivo que esta acoplado para un ROEVdeentrada bajo

SALIDA

ENTRADA

TRANSISTOR

Figura 14. Configuracion con retroalimentaci6n enserie.

Unanalisis con un modeloa baja frecuencia [Gonzalez, 1984] permite representaral

transistor de efecto de campo de arseniuro de galio por su circuito equivalente como se

muestra en la figura 15 donde se omiten los elementos parasitos y asi establecer un analisis

simple para determinar el valor de la resistencia en el circuito de retroalimentacion (Rrs), y

establecer un compromiso entre acoplamiento y ganancia.

Vgs gm Vgs

Figura 15. Circuito equivalente del transistor de efecto de campodearseniuro degalio.

Tomandoen cuenta amboscircuitos de retroalimentacion(serie y paralelo) el circuito

Figura 16. Circuito equivalente del transistor de efecto de campo dearseniuro de galio

con retroalimentacién en serie (Ri) y paralelo (Ra).

La matriz de admitancias para el circuito de la figura 16 se escribe de la siguiente

forma:

nj}

Re

Ra [M

yet He]

es

Convirtiendo de parametros de admitancia “Y” a parametros de dispersion “S”

tenemosel siguiente conjunto de ecuaciones:

1

BmZo-S}) =Sy ==| 1-7

_D}

_R2(1+8mRy)

(30)

ademasde:

Sp = 2Z,

DR,

donde:

2

D=1+240 +__8n@o

R, Ra(1+gnRi)

(32)

(33)

De la ec. (30) se tiene las condiciones S;; = Sz, = 0 (ROEV = 1) quesonsatisfechas

cuando:

BmZ,

1+g,R, =="Sm Ry

despejando R, obtenemos:

2

p, =201

R2 8m

Substituyendola ec. (35) en la ec. (31) y en la ec. (32) tenemos:

Zo—-R

S21 = = 2

‘0

Z

$2 =

(34)

(35)

(36)

En la ec. (35) se determina quelas condiciones S;;= S22 = 0 puedenser satisfechas

con valores positivos de Ri, si la transconductancia del transistor es grande [Gonzalez,

1984].

La transconductancia minima (Qmiminy)) que se requiere ocurre cuando R; = 0 y se

define comosigue:

~ Ro

&1(min) ~ Z,?

Substituyendo de la ec. (36) tenemos:

_ 1-8)

8m(min) = Zo

Deaqui la ganancia esta dada por:

G =20L0g(S,,)

(38)

9)

(40)

Teniendo en cuenta las ecuaciones anteriores se puede seleccionar una resistencia

con valor comercial en el circuito de retroalimentaciOn que cumpla con los objetivos de

disefio [Martinez Reyes,1993]. Para el analisis, se debe tomar en cuenta al capacitor (Crs)

quetiene la funcién de bloquear la componente de DC queesta en serie con la resistencia

Debido a que los elementos parasitos del modelo de alta frecuencia del GaAs

MESFETrestringen la capacidad del amplificador en la parte alta de la banda de frecuencias

[Niclas, et al.,1980], se pueden agregar elementos inductivos en la trayectoria de

retroalimentacion para incrementar el ancho de banda [Martinez Reyes, 1993].

La influencia de la resistencia y la inductancia de retroalimentacion en la ganancia y

en la ROEVdel amplificador es mas efectiva en la parte baja de la banda de frecuencias

donde la retroalimentacién puedellegar a ser menosnegativa.

Para este fin se han empleado modelos analiticos simples del modelado de los

transistores GasAs MESFET para establecer el valor de los inductores del circuito de

retroalimentacion [Pavio, 1982] y que se agrupan comosigue:

Ry = OL) |p-GHz

(41)

despejando obtenemos:

L, = 22

(42)

II.8 Diseiio de elemento inductivo-capacitivo en el circuito de retroalimentacién.

Unfiltro pasivo de microondas es un componente de un circuito que consiste de

elementos concentrados (inductores, capacitores y resistencias) solamente o elementos

distribuidos (secciones de guia de onda o microcinta o algun otro medio) o ambos,

deseadas tienen unas perdidas minimas por atenuacién donde las frecuencias no deseadas

son atenuadas.

El disefio de filtros se puede efectuar por el método desintesis de redes en donde se

especifica la funcion de pérdidas por insercion tipo Butterworth 6 Tchebycheff; haciendo

uso del paquete comercial “E-syn” se especifica las caracteristicas paraelfiltro y se analiza

la respuesta obteniendo los valores de los elementos concentradoslos cuales posteriormente

se transforman a su equivalente en elementos distribuidos.

Las redes formadas por elementos concentrados se pueden transformar a su

equivalente distribuido aproximando un inductor en serie por una linea de alta impedancia

(Z2) y un capacitor en paralelo por una linea de baja impedancia (Z;) como se muestra en la

figura 17 dondeel circuito es principalmente de efecto inductivo, mientras que en la figura

18 el circuito tiene unefecto capacitivo.

Linea de alta impedancia.

L

al

Ci

+ Ci

o>

Z1

7

21

Lineas de baja impedancia.

Para realizar esta aproximacion se seleccionan valores fisicamente realizables de

impedancia y se determinan las longitudes eléctricas de los elementos distribuidos

equivalentesal inductor y el capacitor comosigue [Bahl y Bhartia, 1988]:

p = ZoL vin( 284.)

(43)

o doi

c.-— tao2)

(44)

Donde |,esta dadopor:

1, * =

(45)

Linea de alta impedancia.

Le Le

re

—,

.

k

Lineas de baja impedancia.

Figura 18. Configuracidn de elementos concentrados a lineas de transmision en una

De la misma manera quepara el circuito con efecto inductivo podemosdefinir los

valores de acuerdoal siguiente conjunto de ecuaciones [Bahly Bhartia, 1988]:

L. ~ 200 tan{ Be)

(46)

a Nec

eg= sn( 2

(47)

@Zoc dec

Donde lc esta dado por:

Io & fr gcZoc€ (48)

Por otro lado para un funcionamiento adecuado de un circuito de microcinta, la

distribucién de sus elementos debe ser de tal manera que contenga el minimo de elementos

para disminuir las pérdidas y las discontinuidades ya que estas dan lugar a efectos

capacitivose inductivos que alteran el comportamiento del circuito.

En un circuito de microondas se pueden presentar discontinuidades de diferentes

ee _CE

(a) (b)

fe =

a

a

(c) (4) (e) (f)

Figura 19, Extremosabiertos(a), Espacio entrelineas (b), Uniones en “T”(c), Lineas en angulo recto (d), Uniones en “cruz” (e), Cambio abrupto de

dimensiones (cambio de impedancias) (f).

Estos tipos de discontinuidades han sido estudiados ampliamente por lo que su comportamiento esbastante conocido [ Bahl y Bhartia,1988,Bhartia y Bahl, 1984].

Para el ‘disefio de filtros pasa bajas principalmente se encuentran estructuras como

las mostradas en las figuras 17 y 18, el efecto ocasionado fisicamente por un cambio

abrupto de las impedancias Z, # Z, 6 dimensiones en la microcinta, teniendo en cuenta la

frecuencia a la quese realice el disefio, ocasiona una modificacién del los campos magnético

y eléctrico cerca de la discontinuidad comose observa enla figura 18, donde se provoca una

concentracion de campos enla discontinuidad entre una impedancia y otra la cual introduce capacitanciase inductanciasparasitas [Bhartia y Bahl, 1984].

eR RRR

Vy caiaru arm

ee KKK

4

eeeeee en ™

Ww

Figura 20, Distribucion de campo magnético en una discontinuidad sobre una

Il. DISENO DEL AMPLIFICADORDE BAJO RUIDO PARA LA BANDA DE FRECUENCIASDE 8 - 18 GHz

IIL1 Introduccién

El disefio de amplificadores de bajo ruido ademas de ancho de banda amplio introduce dificultades nuevas las cuales requieren de consideraciones apropiadas. Basicamenteel disefio de un amplificador con una ganancia constante sobre todo el rango de frecuencias es una caracteristica propia del disefio de las redes de acoplamiento o dela red de retroalimentacion, la utilizacién de técnicas de retroalimentacién se propone para tomar ventaja del efecto de retroalimentacién negativa que extiende el ancho de banda del amplificador, de manera que se compensen las variaciones del parametro |S2;| con la frecuencia. Las especificaciones de disefio requieren de sofisticados procesos de sintesis dentro del disefio de las redes de acoplamiento.

Para evitar los efectos pardsitos asociados al empaquetado y que degradan el comportamiento de los transistores a frecuencias superiores a 10 GHz se utilizaran transistores pseudomorficos de efecto de campo de arsenurio de galio del tipo de heterojuntura (PHEMT)en presentacién no-encapsulado.

Iil.2 Especificacién de las caracteristicas eléctricas del amplificador

Las caracteristicas principales que se tomaron en cuenta para el disefio del

amplificador son; frecuencia de operacion en la banda de 8 - 18 GHz, factor de ruido

que aqui se aborda, es el cumplimiento de las especificaciones en el ancho de banda

establecido, porlo cual se pretende efectuar un desarrollo tecnolégico incursionando en la

utilizacién de materiales y componentes de mejor desempefio a frecuencias elevadas,por lo

que ademasse utilizan técnicas de disefio ya establecidas y previamente estudiadas para

banda amplia (retroalimentacion negativa), con las modificaciones apropiadaspara satisfacer

las especificaciones propias del amplificador bajo estudio y que mediante estos métodos se

busca mantener las caracteristicas de ruido mencionadas a lo largo de toda la banda de

operacion.

III.3 Metodologia del diseiio del amplificador

EI proceso de disefio del amplificador con dispositivos activos no-encapsuladoses similaral

utilizado por disefios con dispositivos activos encapsulados, considerando los efectos de

dispersion y discontinuidades en la obtencién de los circuitos de microcinta que. deberan

operar en el ancho de banda de interés, EI objetivo del disefio del amplificador, es el de

conseguir un factor de ruido bajo con una ganancia asociada adecuada y con un

comportamiento uniforme en el ancho de bandade interés. Se examinan las caracteristicas

de cada seccién del amplificador y finalmentese analiza el amplificador completo mediante

el programade analisis y simulacion ACADEMY [Anon.,1991b].

A continuacion se describe la metodologia para el disefio del amplificador de bajo

Determinar objetivos. En esta etapa se definen la caracteristicas de disefio que el amplificador debera satisfacer comosiguen; intervalo de frecuencias de operacion, factor de ruido, ganancia y relacion de ondaestacionaria entreotras.

OBJETIVOS

‘SELECCION DEL TRANSISTOR CARACTERIZACION DEL_{TRANSISTOR P}

ANALISIS DEL TRANSISTOR

SI CALCULO DEL CIRCUITO OE_{RETROALIMENTACION}

CALCULO DE COEFICIENTES DE REFLEXION

CALCULO DE REDES DE_ACOPLAMIENTO

NO i

_si

CALCULO DE MICROCINTA

TERMINA EL

DISENO

Figura 21. Metodologia del disefio del amplificador de bajo ruido para la banda de frecuencias de 8 - 18 GHz.

amplificador de bajo ruido en la banda deinterés y se selecciona el que mejor cumpla conlas

caracteristicas de disefio, Se caracteriza su respuesta estatica y dinamica para continuar con

el disefio de las redes de acoplamiento mediante el programa E-syn [Anon.,1991a].

Analisis de transistores. El proceso de analisis de transistores, consiste en utilizar los

datos de los parametros de dispersion “S” y de ruido obtenidos por medio de la

caracterizaciondel dispositivo, para observar las capacidadesy limitaciones de acuerdoa las

caracteristicas dadas en el capitulo II anterior. Posteriormente se realiza un analisis de

ganancia y un analisis de factor de ruido. Esté proceso de anilisis se realiza mediante el

programa comercial ACADEMY.

Calculo del circuito de retroalimentacion, El calculo del circuito de retroalimentacion se establece basicamente por un analisis con un modelo de baja frecuencia [Niclas, 1980,Gonzalez, 1984] mediante el cual se determina el valor de la resistencia en el circuito de retroalimentaci6n (Rg), mostrado enla figura 22, estableciendo un compromiso entre acoplamientode los puertos y ganancia.

_ Circuito de

Retroalimentacin

ENTRADA —>

4 SALIDA

TRANSISTOR

Calculo de los coeficientes de reflexion Optimos. Enla figura 23 y 24 se muestran los diagramas a bloques para amplificadores de una y dos etapas, indicandolos coeficientes

de reflexion a la entrada y salida de cada transistor, el calculo de cada uno de los

coeficientes de reflexion optimos ly yT’, se realiza a partir de los parametros dedispersion “§” y de ruido de cadatransistor, tomando en consideracién el comportamiento en factor de ruido y ganancia que debe proporcionarel amplificador.

“

i 811 $22" re

Z0

ao

ao

RED DE DISPOSITIVO RED DE Zo Ve | ENTRADA ACTIVO SALIDA

Figura 23. Coeficientes 6ptimosde reflexion para un amplificador de una etapa.

Th

_"

_[evr

_Feu

_le

0

wo

no

de ACTIVO Intermedia ACTIVO de

Ve | Entrada 1 2 Salida

redesacoplamiento, Las redes de acoplamiento tienen la funcion de

hacer una transformacion de impedancias complejas a complejas o de complejas a reales

para lo cual son bastante conocidos algunos métodos [Vendelin,1982], las redes de acoplamiento de un amplificador, se calculan para acoplar la impedancia de entrada

correspondiente al coeficiente de reflexion del transistor , a una impedanciareal de 50 ohms

para una red de entrada, de la impedancia desalida de un transistor a la impedancia de

entrada del siguiente transistor para una red intermedia (amplificador de 2 etapas o mas)

haciendo un acoplamiento entre impedancias complejas y del coeficiente de reflexion de

salida del segundo transistor a una impedancia real de 50 ohmspara la red de acoploa la

salida.

Simulacién amplificador preliminar. En esta etapa se simula un amplificador preliminar con elementos concentrados obtenidos de acoplamientos de impedancias haciendo uso del programa ACADEMY. Posteriormentese lleva a cabo una transformacion

de elementos concentrados a elementos distribuidos para que finalmente se lleve a la

representacionfinal en elementos delineas de transmisién, sobre microcinta.

Una vez terminado y simulado el disefio se procede a la construccionfisica del

amplificador con tecnologia de microcinta y se ensambla en un recinto metalico adecuado de

aluminio, para la caracterizacién de su respuesta en ganancia y acoplamientosse utiliza un

analizador de redes HP8510c y para la medicion del factor de ruido del amplificador se

TII.4 Seleccién del transistor y su caracterizacién I1I.4.1 Seleccién del transistor

En base a los objetivos establecidos anteriormente y con el propdsito de definir la estructura del amplificador (numero de etapas) se hace unaseleccidn del transistor de efecto de campo de Arsenurio de Galio (GaAsFET) que mejor cumpla con los requisitos de disejio.

Se inspeccionaronlas hojas de datos delos transistores disponibles en el laboratorio

o de uso comercialpara su adquisicion y se selecciono el transistor PHEMT NE32400 dela

compafiia NEC [NEC,1994] porsus caracteristicas que lo hacen adecuado parael disefio

en el ancho de banda deinterés, figura de ruido minima y ganancia asociada adecuada. De

esta manera la estructura del amplificador de bajo ruido se define de dos etapas de

amplificacion como se muestra enla figura 25.

Primera

Etapa Segunda

Etapa

Salida

Figura 25. Estructura propuesta para el amplificador de bajo ruido en la banda de

frecuencias de 8 - 18 GHz

III.4.2 Caracterizacién del transistor

mismo por medio de alambres de oro de 18 micras de diametro. Esto causa queel

dispositivo caracterizado no se puedautilizar en el amplificador, ya que no es posible

desoldarlo. Por esta raz6n, se considero mas adecuadobasarse en los parametros reportados por el fabricante con lo cual se prevé un posible error sistematico dentro del disefio, esté tipo de error se puede compensar mediante un proceso de sintonizacién después de la fabricaciénfisica del amplificador. Las graficas de los parametros estaticos proporcionados porel fabricante se muestran en el apéndiceI.

TIL.5 Analisis del transistor

III.5.1 Analisis de estabilidad, ganancia y ruido

Utilizando los parametros reportados porel fabricante, en esta etapa del disefio se examinael transistor seleccionado mediante un andlisis de estabilidad, ganancia y ruido en el

ancho de bandadeinterésutilizando las ecuacionesdescritas en el capitulo anterior.

Para la realizacion de estos analisis se empled, el programa ACADEMYdisponible

en el laboratorio de altas frecuencias del CICESE, para establecer las capacidades y

limitaciones del transistor en base a los datos proporcionados por el fabricante. Los

resultados de estos andalisis son entregados en forma numérica y grafica por el programa ACADEMY. Enlafigura 26 y 27se muestran los resultados mencionadosanteriormente en

su presentacion grafica. Se puede apreciar de la figura 25 que la ganancia disminuye y el

ruido aumentaconla frecuencia ya queel transistor es inestable para el rango de frecuencias

12.5E 5.05

_

Ganancia

Figura_de

Ruido

Figura 26, Andlisis de ganancia y ruido parael transistor NE32400sin estabilizar.

78

0.

Estabilidad

r_Ge_]

0.2

Facto:

8.0 GHz freq 18.0 GHzB

Figura 27. Analisis de estabilidad para el transistor NE32400 sin estabilizar.

IIL6 Calculo del circuito de retroalimentacion

III.6.1 Calculo de los elementos inductivo-capacitivo en la retroalimentacién

Dentro del esquematipico de un circuito de retroalimentacién en paralelo (R-L-C) se

tiene un aumento de ruido de la compuerta del transistor hacia el drenaje del mismo lo que

trae como consecuencia una reduccién considerable de la sensibilidad del sistema y la

Para minimizar esté incremento en el factor de ruido generado por los elementos

pasivos dentro del circuito de retroalimentacién y principalmente por el resistor de la

retroalimentacién (Rrg) y buscar obtener un mejor compromiso entre las caracteristicas de disefio se define una.estructura de filtro como se puede observar enla figura 28 la ubicacion dentro del circuito de retroalimentacion.

ENTRADA

Figura 28. Filtro dentro del circuito de retroalimentacion.

donde:

M:Redes de acoplo

H:Linea de 4/4 de alta impedancia. L: Linea de A/4 de baja impedancia.

Esta estructura consiste de dos gruposdelineas con longitud de 4/4 dealta y baja impedancia 110 y 45 ohmsrespectivamente, obteniendoasi unaestructura de filtro. Como se detalla en la seccion II.8. De la configuracion calculada para elfiltro se obtienen los

Habiendo realizadoel anilisis y la evaluacion de la respuesta del filtro obteniendo

resultados adecuados, los resultados obtenidos se utilizan dentro de el programa

ACADEMY para el proceso de disefio de la red de retroalimentacion, ya que esta

estructura defiltro ocupara la posicion del inductor enla retroalimentacion (Ly;) la cual nos

muestran en la figura 29 una evaluacion de los alcances de la estructura descrita parael

filtro dentro del circuito de retroalimentaci6n.

$.9C 0.:8¢

&

(S11)

0.035

B(si2}

55.9

790.0 Miz freq 7.9 GRzC 90.0 MHz freq 7.9 GHzc

9.035 5.00 6B(522)

i 790.0 MHz freq 7,9 GH2C 790.0 MHz freq 7.9 GH2c

“0.035

@Bis71)

55.0

Figura 29, Representacion grafica de parametros “S” obtenidos dela topologia delfiltro.

III.6.2 Calculo del resistor de retroalimentacién

De acuerdo a las caracteristicas estaticas reportadas por el fabricante se tiene los

valores de transconductancia y conductancia de salida del transistor Gms = 60 mS_ y Gds

empleando una impedanciacaracteristica de 50 Q. se calculan los valoresde la resitencia de

la retroalimentacién quesatisfacen las condiciones $11 = 0 y S22 = 0, estableciendo un

compromiso con la ganancia deseada se obtiene un valordela resistencia (Rpg) del92.94 Q,

mediante el cual se obtiene un valor para el inductor (Lrg) de 1.7 nH.

De acuerdo los resultados obtenidosse selecciona un valor de 178 Q disponible en

el laboratorio y que satisface las condiciones anteriores. Al agregar la red de

retroalimentacionse analiza de nuevoeltransistor con los valores de los elementos como se

muestran enla figura 30.

| RrB= 196.940 Cras o.spr

+ Wy Lewin \|H

ENTRADA ——»

q¢-——_ SALIDA

TRANSISTOR

Figura 30. Circuito esquematicodel transistor con elementosdela red de retroalimentacion.

Enlosresultados mostrados en las figuras 31 y 32 se observa una respuesta en

frecuencia masplanapara la ganancia sin que exista un deterioro significativo en el factor de

ruido deltransistor, asi como tambiénlas condiciones de estabilidad son adecuadas siendo el

rra_de_Ruido

Ganancia

Figu:

8.0 GHz freq 18.0 GHZA

Figura 31. Anilisis de gananciay figura de ruido para el transistor NE32400

retroalimentado.

IF

1.0

Factor_de_Estabilidad

Bl 18.0 GHzB 8.0 GHz freq

II.7 Calculo delos coeficientes de reflexion é6ptimos

EI calculo de los coeficientes de reflexion Optimos (Tg y Ic) para el disefio se

obtienen una vez determinado el circuito de retroalimentacién adecuado para que el

transistor tenga un desempefio stable dentro del rango de frecuencias de interés y cumpla

conlas caracteristicas de disefio.

Una vez que se determinan los nuevos parametros “S” con los datos del transistor

retroalimentado que sonel resultado dela adicidn de la matriz de parametros de admitancia

del circuito de retroalimentacion y la matriz de los parametros de admitancia del transistor

como se muestraen la figura 33 [Medina Monroy, 1995].

Figura 33. Representacion del circuito de retroalimentaciony el transistor NE32400 por sus parametros “Y”,

Enla tabla I y II se pueden observarlas caracteristicas del transistor para el rango de

frecuencias de disefio obtenidas en el paquete comercial con el transistor sin incluir el

TABLAI.- Parametros “S”sin incluir el circuito de retroalimentacion.

FREC. (GHz) Su Sn S21 Sx

8 0.750 <-102.2 |0,103 <27.2 |3.642<97.8 0.495 < -65.1

9 0.728 <-110.1 |0.104<23,9 |3.420< 89.9 |0.479 <-69.1

10 0.724 <-117.8 |0.109<21.9 |3.304<83.8 0.468 <-74.6

11 0.722 < -125.3 {0.113 < 18.9 |3.176<77.0 0.452 < -80.4

12 0.722 < -132.6 |0.115<14.7 |3.045<69.8 0.433 < -86.7

13 0.723 <-139.8 |0.117< 9.6 |2.955 <63.1 |0.414 <-93.9

14 0.724 <-146.6 |0.120< 4.9 |2.876<57.2 |0.398 <-101.2

15 0.721 <-152.6 |}0.122< 1.1 |{2.776<51.6 |0.385 <-107.4

16 0.714 <-158.3 |0.125< -2.4 |2.668 <46.2 |0.376<-112.4

17 0.705 <-164.0 |0.128 < -6.6 |2.573 < 40.7 |0.371 <-116.3

18 0.695 <-169.5 |0.132< -9.8 |2.483 <35.7 |0.373 <-119.5

TABLA II.- Caracteristicas del transistor NE32400sin incluir el circuito de retroalimentacion.

FREC. (GHz) Ganancia (dB) Estabilidad (1) F. De Ruido (dB) 8 11.227 0.553 1.423

9 10.681 0.619 1,430

10 10.381 0.614 1.451

11 10.037 0.619 1.491

12 9.672 0.633 1,527 13 9.410 0.637 1,537 14 9.176 0.640 1,552

15 8.867 0.654 1.615

16 8.524 0.677 1.677 17 8.208 0.702 1,682 18 7.900 0.722 1.708

Una vez determinado lo anterior se obtiene un nuevo conjunto de parametros “S”

como se menciono anteriormente, con lo quese disefiara el amplificador tomando en cuenta

los parametrosdel circuito de retroalimentacién para el disefio de las redes de acoplo con

Enla tabla II.1 y III podemosobservarlas caracteristicas del transistor para el rango

de frecuencias de disefio obtenidas en el ACADEMY conel transistor incluyendo el

circuito de retroalimentacion.

TABLAII.1.- Parametros “S”incluyendoel circuito de retroalimentacion.

FREC. GHz) Su Sp Sar S22

8 0,339 <-75.68 |0,109<-16.45 |3.034<115,3 |0.311 < 0,103

9 0.373 <-82.92 |0.091 <-17.57 |3.061< 105.7 |0.365 <-8.817

10 0,405 < -91,72 |0.074<-11.35 |3,113 <97,.60 |0,399 <-18,07 1l 0.438 <-101.1 {0,062 < 0,133 |3.114< 88.48 0.420 < -27.88 12 0.471 <-110.9 |0.057< 15.02 |3.071 < 78.89 0,428 < -38.08 13 0.495 <-120.5 |0.060 < 28.74 |3.029< 70.14 |0.424 <-48.19 14 0.511 <-129.5 |0.068 < 37.92 |2.971 < 62.34 0.414 < -57.83 15 0,522 <-137.4 |0.079 < 43.58 |2.871 <55.28 0.404 < -66.78 16 0.529 <-144.8 |0.089 < 46.12 |2.755 < 48.70 0.399 < -74.90

17 0.532 <-152.1 |0.098 < 46.34 |2.649< 42.40 0.401 <-82.11

18 0,532 <-158.7 |0.107 < 46.30 |2.549 < 36.74 0.410 <-88.80

TABLAIII.- Caracteristicas del transistor NE32400 incluyendoel circuito de

retroalimentacion.

FREC. (GHz) Ganancia (dB) Estabilidad (1) F. De Ruido (dB)

8 9.641 1,791 2.179

9 9.718 1.759 2.017

10 9.865 1.758 1,882

11 9,866 1.721 1.785

12 9,746 1.627 1.709

13 9.627 1.483 1.636

14 9.457 1,336 1.602

15 9.160 1,216 1.634

16 8.803 1,132 1.679

17 8.462 1,080 1.690

18 8.127 1,027 1.738