TEMA 16. TRANSDUCTORES DE TEMPERATURA

TEMA 16. TRANSDUCTORES DE TEMPERATURA

Dr. Juan José González de la Rosa. Área de Electrónica. Dpto. de Ingeniería de

Sistemas y Automática, Tecnología Electrónica y Electrónica. Grupo de Investigación en Instrumentación Electrónica Aplicada y Técnicas de Formación.

1 INTRODUCCIÓN

Este capítulo estudia los transductores de temperatura más extendidos en los equipos electrónicos de medida. Después de describir brevemente el concepto de temperatura y los efectos parásitos asociados a la masa térmica, se realiza un estudio comparativo de los transductores de temperatura resistivos, haciendo énfasis en sus coeficientes de temperatura y los errores asociados a los hilos de conexión al equipo de medida. Por último, se analizan los circuitos integrados lineales y los termopares. Los primeros se emplean en aplicaciones que requieran condiciones de linealidad, bajo consumo y precisión. Los segundos, aunque con un principio físico sencillo, requieren configuraciones de medida que aseguren un temperatura de referencia y eviten la formación de termopares parásitos.

Por tanto, se realiza un tratamiento que va desde la generalidad hasta la especialización del circuito integrado y el termopar, abordando la problemática de la conexión del transductor al circuito de medida. Se analizan los transductores de temperatura bajo una perspectiva comparativa y con énfasis en los circuitos de tratamiento de su señal eléctrica.

1.1 Temperatura

La temperatura es una de las magnitudes físicas que se miden con mayor frecuencia. Son numerosos los tipos de sensores que se han desarrollado a tal fin, entre los que trataremos los detectores de temperatura resistivos, los termistores, los circuitos integrados lineales y los termopares. La selección de cada dispositivo dependerá de la adecuación de sus características estáticas y dinámicas a la aplicación que lo requiere.

1.2 Masa térmica y transferencia parásita de calor (termal shunting)

El encapsulado, las conexiones y otros componentes físicos del sensor de temperatura hacen que cuando el transductor entre en contacto con el medio, absorba calor de él; alterando consecuentemente la temperatura del medio objeto de medida. A este proceso se le denomina transferencia parásita de calor (“termal shunting”).

La transferencia parásita se minimiza empleando sensores con la menor masa posible. En general esto supone un compromiso en la elección del dispositivo de medida. Así por ejemplo, los termopares tienen mucha menor masa térmica que los RTDs, sin embargo son menos precisos. En general, los transductores de temperatura resistivos son más propensos al calentamiento por efecto Joule cuanto menor es su

masa. En general, los transductores de temperatura de menor masa son más frágiles y susceptibles de ser afectados por cualquier agente externo.

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2 DETECTORES DE TEMPERATURA RESISTIVOS (RTD)

2.1 Características y principio operativo

Los detectores de temperatura resistivos (RTD; Resistive Temperature Detector) son

los sensores de temperatura más estables y precisos. Su rango de medida es menor que el del termopar, abarcando de –200 ºC a 800 ºC. Por ejemplo, el RTD de platino es el más estable y preciso detector de temperatura en el rango 0-500 ºC. El material de fabricación hace variar el rango de medida respecto del anterior pero no de forma apreciable. En consecuencia, estos transductores se emplean en aplicaciones que requieren alta precisión y repetibilidad, como control de calidad de alimentos y aplicaciones farmacéuticas.

La precisión suele expresarse como un porcentaje de la resistencia nominal a una temperatura dada. Por ejemplo, la IEC1 _{especifica un RTD de clase B como 100 Ω} ± 0,12 % a 0 ºC. Sin embargo, la calibración debe llevarse a cabo a dos temperaturas suficientemente espaciadas en el rango de operación del sensor.

El principio operativo del RTD consiste en que la resistencia de la mayoría de los metales aumenta con la temperatura. Un metal apto para aplicaciones con el RTD debería poseer las siguientes características:

• Elevada resistividad, con el fin de economizar material.

• Cambio en la resistividad con la temperatura adecuado a la resolución deseada, y lineal para simplificar el mecanismo de conversión.

• Propiedades mecánicas que hacen el dispositivo fiable.

La mayoría de los RTD son de platino porque, además de verificar las anteriores características, es un material muy resistente a la contaminación y sus propiedades se mantienen a muy largo plazo.

2.2 Configuraciones de medida

A diferencia de los termopares, los RTD´s no necesitan una referencia para su conexión a una unidad de medida. A pesar, de que parece fácil su conexión a un multímetro hay que considerar que no se trata de medir la resistencia simplemente y luego convertir a temperatura, sino que se requiere la adopción de medidas para mediciones de baja resistencia.

2.2.1 Método de dos hilos: Errores

Al tratarse de un transductor de muy baja resistencia, la conexión con dos hilos a un multímetro lleva asociada un error debido a las resistencias de los hilos de conexión. Por ejemplo, una Pt-100 conectada a un multímetro con dos cables de resistencia de 1 Ω produce el error de temperatura siguiente:

1 _{International Electrotechnical Commission}

C Error 5,1948 5º 100 C º 00385 , 0 2 100 C º % 00385 , 0 2 ≈ = Ω ⋅ ⋅ Ω Ω Ω = Ω ⋅ Ω =

Esto hace que tradicionalmente formen parte de un puente de Wheatstone con

un método de tres hilos y excitación de tensión, o una configuración de cuatro hilos con excitación de corriente.

2.2.2 Puente de Wheatstone con el método de los tres hilos

La figura 1 muestra la configuración de un puente de Wheatstone en la que tienen

lugar los errores de hilos de conexión comentados antes. La tensión medida en el multímetro es: 2 cc R m V V V = −

La tensión VR se mide en realidad en una resistencia suma de la del RTD y la

de los hilos de conexión.

-+ R R_ref R_T Vcc R_ref R_hilo R_hilo V_m - + V_R +

-Fig. 1. Puente de Wheatstone y errores por hilos de

conexión.

Para minimizar el error se emplea la configuración de tres hilos de la figura 2, en la que se reduce a la mitad la resistencia parásita de los hilos.

-+ R R_ref V_m R_T Vcc - + R_ref R_hilo R_hilo I=0 VR +

-Fig. 2. Puente de Wheatstone empleando

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La siguiente expresión permite obtener la resistencia del RTD en función del resto de los parámetros del circuito:

(

)

Para obtenerla basta con calcular la tensión VR y luego aplicar Vm=VR-Vcc/2.

Como se observa, esta configuración tampoco elimina el error de hilos de conexión. A tal fin se emplea la configuración de cuatro hilos.

2.2.3 Método de los cuatros hilos

La figura 3 muestra la configuración de medida de cuatro hilos, que consigue eliminar el error asociado a los hilos de conexión. Como se aprecia, se emplea una fuente de corriente de polarización en lugar de una fuente de tensión. Por tanto, el valor del RTD es: T m T I V R =

Para minimizar los errores por autocalentamiento la corriente por el RTD no debe superar 1 mA. En consecuencia, la tensión medida no debe superar 0,01 V en una Pt-100. R_hilo R T I cc _V m + - I=0 I T R_hilo Rhilo Rhilo

Fig. 3. Configuración de medida basada en el

método de los cuatro hilos.

2.3 Calentamiento por efecto Joule

El calentamiento por efecto Joule es un problema inherente a todo transductor

resistivo. Aunque la cantidad de calor disipada suele ser pequeña, suele ser apreciable incluso en aplicaciones de medio y alto nivel. Este autocalentamiento producido por la corriente de polarización del sensor suele agravarse por las corrientes inducidas por fuentes de interferencias. El autocalentamiento viene dado por el coeficiente de disipación térmica. Por ejemplo, si se disipan 2,5 mW en una Pt-100 como consecuencia de una corriente de 5 mA, el error cometido resulta:

( ) ( )

[

]

2.4 Conversión de resistencia a temperatura

Existen programas de ordenador que convierten la resistencia medida en temperatura. Pero este método no es válido para aplicaciones en tiempo real. A tal fin se emplea el desarrollo polinómico de Callendar-Van Dusen:

(

)

[

]

0 ⋅1+ ⋅ + ⋅ + ⋅ −100

=R A T B T C T

R_T

Para temperaturas superiores a 0 ºC, C=0, y la ecuación queda:

[

]

0 1 A T B T R

R_T = ⋅ + ⋅ + ⋅

Para una Pt-100, esta expresión es aproximadamente lineal hasta aproximadamente 500 ºC, punto de comienzo del comportamiento parabólico, como indica la figura 4.

RT(Ω)

T (ºC) 500

100

Fig. 4. Curva del RTD. 3 TERMISTORES

3.1 Características y principio de operación

El término proviene del inglés “thermistor” (thermally sensitive resistor), y es un

transductor de temperatura resistivo (componente semiconductor pasivo) de alta resistencia que se emplea con mucha frecuencia en aplicaciones de adquisición de datos.

Su coeficiente de temperatura puede ser positivo (PTC; Positive Temperature Coefficient) o negativo (NTC; Negative Temperature Coefficient); estos últimos se

emplean con mayor frecuencia.

Pueden fabricar se pequeños tamaños y de una amplia gama de valores resistivos; sin embargo, están sujetos a errores por autocalentamiento. En término medio, su coeficiente de temperatura es notablemente mayor que el de los RTD´s. En

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consecuencia, el error de los hilos de conexión no es significativo y basta una configuración de medida de dos hilos; no siendo necesaria técnica especial alguna como amplificadores de alta ganancia o configuraciones de tres o cuatro hilos para ofrecer alta precisión.

A pesar de estas ventajas, existen inconvenientes. Su rango de medida es menor en término medio que el de los RTD´s y termopares (-50 ºC a 150 ºC), debido a que son poco lineales; aunque hay excepciones (algunos superan los 300 ºC). En consecuencia, a diferencia de los RTD que son de propósito general, se emplean en aplicaciones que requieren medidas sensibles sobre un rango pequeño de temperatura.

3.2 Configuración de medida

Se utiliza una configuración tradicional de dos hilos (conexión de una resistencia a un multímetro de alta impedancia), inyectando el instrumento una intensidad constante. Por ejemplo, en un termistor de 5 kΩ con un coeficiente de temperatura de CT=0,04 %/ºC, su sensibilidad vale: C C S º 200 º 04 , 0 5000 = Ω ⋅ Ω Ω ⋅ Ω =

El error asociado a los hilos de conexión resulta poco significativo:

C º 01 , 0 C º 200 2 = Ω Ω

3.3 Conversión de resistencia a temperatura

La ecuación de Steinhart-Hart se obtiene de las curvas experimentales de termistores,

y resulta una buena aproximación a su comportamiento:

( )

[

( )

]

Donde T se expresa en ºK; y las constantes A, B y C dependen del fabricante del

dispositivo.

4 CIRCUITOS INTEGRADOS LINEALES COMO SENSORES DE TEMPERATURA

En general, estos dispositivos se comercializan en encapsulados de dos o tres terminales, con alimentaciones en el rango de 5-30 VCC. La salida que suministran es proporcional a la temperatura.

La figura 5 muestra un ejemplo de estos circuitos (modelado por una fuente de corriente), con un coeficiente de corriente de 1 µA/ºC.

AD 590 1 µA/ºC V m + - Vcc = 5 V 100 Ω 960 Ω

Fig. 5. Configuración de medida

con circuito integrado lineal detector de temperatura.

Como la corriente por el AD 590 es nula a 0 ºC, también lo es la salida Vm. El potenciómetro se ajusta para conseguir un coeficiente de tensión de salida de 1 mV/ºC. La salida normalmente se transfiere a un circuito aislador para evitar los efectos de carga.

El rango de funcionamiento abarca desde –50 a 150 ºC y se emplean en aplicaciones donde la temperatura varía en un rango menor que los RTD´s. A su linealidad se deben añadir como ventajas su pequeño coste, precisión a temperatura ambiente, su salida de tensión apreciable y el pequeño autocalentamiento. Esto último es consecuencia de su reducido consumo de potencia (75-100 µW).

5 TERMOPARES

5.1 Principio de operación y características

Los termopares son probablemente los sensores de temperatura más extendidos (industria y laboratorios). Se emplean en situaciones de adquisición masiva de datos, muchos datos por muchos canales; en equipos para el control de procesos y medidas automáticas. Incluso se puede disponer de tarjetas y multímetros que incluyen la opción de medida con termopar entre sus posibilidades de operación.

A pesar de lo extendido de su empleo, no es sencillo lograr el correcto manejo de transductor, debido a que existen muchos tipos de termopares y sus datos requieren tratamiento para obtener resultados válidos.

El principio operativo del termopar reside en el efecto Seebeck. A principios

del siglo XIX (1812) Thomas Seebeck descubrió que la unión de dos metales distintos genera un potencial (una corriente continua si el circuito es cerrado) función de la temperatura a la que se somete la unión. La figura 2 muestra la generción de correitne ene este circuito cerrado. Un termopar consta de dos aleaciones unidas por un extremo, que constituye el punto sensible del transductor.

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Metal A Metal A

Metal B

Fig. 6. El efecto Seebeck.

Si el circuito se abre, como indica la figura 7, la tensión en abierto se denomina tensión Seebeck. Metal A Metal B + -v_AB

Fig. 7. Tensión Seebec, en circuito

abierto.

Para pequeños cambios de temperatura, la relación entre esta tensión vAB y la

temperatura es aproximadamente lineal; la constante de proporcionalidad es el coeficiente Seebeck, α, que depende de las aleaciones que constituyen el termopar:

T v_AB =α ⋅

En los termopares reales α es función de la temperatura; pero a efectos

prácticos no se considera su dependencia.

5.2 Configuraciones de medida

No se puede medir directamente la tensión Seebeck con un multímetro porque las

pinzas del instrumento originan termopares parásitos que enmascaran la medida. Consideremos por ejemplo un termopar tipo T, cobre/constantan; como indica la figura 8 se conecta a un multímetro.

En condiciones ideales, la lectura en el multímetro digital correspondería sólo a la fuerza termoelectromotriz V1. En la práctica, sin embrago aparecen dos tensiones térmicas adicionales, V2 y V3. Ya que la unión 3 es Cu/Cu, V3 = 0; pero V2

Cu Cu Cu C U1 U 2 U 3 + - + _- + _- + - V 3 = 0 V 2 V 1 V Cu DMM + - V Cu + - V 1 Cu U 2 U 3 C H L U1

Fig. 8. Problemática de conexión de un termopar a un multímetro:

Formación de termouniones parásitas.

Por tanto, para determinar la temperatura de interés es necesario calcular previamente la temperatura de la unión U2. En efecto, como las dos uniones son Cu/C:

(

)

La unión U2 se denomina de referencia, y si permanece a 0 ºC la tensión V es

directamente proporcional a la temperatura de interés. Por ello, una solución para eliminar T2 consiste en introducir la unión de referencia en un baño de hielo con el fin de conseguir la exactitud de los 0 ºC del punto de hielo, referencia que se emplea para confeccionar las tablas de los termopares.

La figura 9 muestra una configuración de un termopar Fe/C (tipo J) conectado al multímetro con el fin de plantear una situación con más uniones parásitas.

Fe Cu Cu Fe U1 U 4 U 3 + - + _- + _- + - V 3 V 4 V 1 V Cu DMM + - V Cu + - V 1 Fe U 4 U 3 C Fe

U2 Baño de hielo = T REF = 0 º H

L

U1

Fig. 9. Problemática de conexión de un termopar a un multímetro:

Formación de termouniones parásitas. El hierro del terminal bajo del multímetro se origina por medio de la conexión

Este circuito consigue plantear situaciones de medida precisas, ya que las tensiones de los termopares parásitos, que son idénticos, se compensan. Sin embargo, si los dos terminales del panel frontal están a distintas temperaturas, V3 y V4 no coinciden. En estas situaciones, se emplea un bloque isotérmico que mantiene a las uniones U3 y U4 a la misma temperatura. La temperatura absoluta del bloque isotérmico no tiene relevancia ya que, como indica la figura 9, las uniones 3 y 4 se sitúan en oposición, y sus fuerzas termoelectromotrices se compensan. Este bloque es un aislante eléctrico pero un buen conductor de calor. En esta situación se cumple:

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(

)

El circuito definitivo se obtiene por eliminación del baño de hielo, situando las uniones 3 y 4 y la de referencia en el mismo bloque isotérmico a la temperatura TREF.

En consecuencia, se verifica la relación:

(

)

V =α⋅ 1 −

La configuración definitiva se muestra en la figura 10. En ella se aprecian las tres uniones a la misma temperatura.

Fig. 10. Configuración definitiva con tres uniones en el mismo bloque isotérmico. Empleando la ley de la aleación intermedia a las uniones 4 y de referencia, la configuración equivalente se obtiene por eliminación del metal intermedio (Fe). En consecuencia, se elimina un termopar y el circuito que resulta lo componen el termopar superior (U3: Cu/Fe) y el inferior (U4: Cu/C); estas dos uniones están a la

temperatura de referencia. La figura 11 muestra el circuito resultante.

Fe Cu Cu C U₁ U₄ U₃ + -+ -+ -+ -V₃ V_REF V₁ V

Bloque isotérmico, T_REF

Fig. 11. Configuración resultante de

eliminar el metal intermedio. Seguimos llamando a la unión inferior U4 aunque no es

la misma que la de la figura 10, obviamente.

Resulta la misma expresión:

(

)

V =α⋅ ₁ −

ya que las uniones 3 y 4 de la figura 10 generan tensiones que se compensan y en realidad queda la tensión en la unión Fe/C, cuyo coeficiente es α.

El siguiente paso consiste en calcular la temperatura del bloque isotérmico empleando un termistor. El problema consiste en obtener T1. En esta situación como:

Fe Cu Cu Fe U1 U4 U3 + -+ -+ -+ -V3 V4 V1 V C UREF Bloque isotérmico, TREF

REF V V V₁ = +

se mide la resistencia del termistor, y a partir de ella se calcula la temperatura de referencia que, a su vez, se convierte a la tensión de referencia. Por otra parte, el multímetro digital medirá V.

5.3 Linealización

La relación de proporcionalidad entre la tensión y la temperatura es una aproximación. De hecho, la mayoría de los termopares se alejan de la linealidad.

Varios son los procedimientos que permiten obtener la temperatura a partir de la tensión medida. El más común consiste en una combinación de aproximación lineal por tramos y el empleo de tablas. Por ejemplo, para un termopar tipo J con la unión de referencia a 25 ºC, la tensión de la tabla es Vref = 1,019 mV (punto frío) y la unión

de medida (punto caliente). V1 = 5,278 mV. En consecuencia, la lectura del

multímetro es:

( )

V

V = ₁− _REF =5,278−1,019=4,249

En la práctica, a partir de esta medida se obtiene la temperatura de interés en la unión caliente T1.

REFERENCIAS

[1] AGILENT TECHNOLOGIES (2001). Practical Temperature Measurements.

Application Note 290.

[2] COOPER, W.D. & HELFRICK, A.D. (1991). Instrumentación Electrónica Moderna y Técnicas de Medición. Prentice-Hall Hispanoamericana.

[3] NORTON, H.N. (1987). Handbook of Transducers. Prentice Hall, Englewood

Cliffs, New Jersey.

[4] PALLÁS ARENY, R. (1987). Transductores y Acondicionadores de Señal.

Marcombo, Boixareu Editores.

[5] WOLF, S. y SMITH, R.F.M. (1992). Guía para Mediciones Electrónicas y Prácticas de Laboratorio. Edición ampliada y actualizada. Prentice-Hall Hispanoamericana.