Caracterización de la red eléctrica de bajo voltaje como canal de transmisión de datos

Texto completo

(1)UNIVERSIDAD DE LOS ANDES FACULTAD DE INGENIERÍA DEPARTAMENTO DE INGENIERÍA ELÉCTRICA Y ELECTRÓNICA Tesis para optar al Título de Ingeniero Electrónico. CARACTERIZACIÓN DE LA RED ELÉCTRICA DE BAJO VOLTAJE COMO UN CANAL DE TRANSMISIÓN DE DATOS. Presentada por DAVID LEONARDO BLANCO CHAPARRO Asesorada por NESTOR PEÑA PH.D.. Universidad de los Andes Bogotá D.C., Colombia Agosto de 2004.

(2) a mis angelitos de la guardia Ana María, Patricia Julián y Carlos José.

(3) TABLA DE CONTENIDO. 1.. INTRODUCCIÓN. 5. 2.. PROPIEDADES GENERALES DEL CANAL. 7. 2.1 2.1.1 2.1.2 2.2 2.3 2.4 3.. DESCRIPCIÓN EXPERIMENTAL. 3.1 3.1.1 3.1.2 3.2 3.2.1 3.2.2 3.2.3 3.2.4 3.2.5 3.2.6 3.3 3.3.1 3.3.2 3.3.3 3.4 3.4.1 3.4.2 3.4.3 4.. CAJA DE PROTECCIÓN DISEÑO Y ANÁLISIS CONSTRUCCIÓN FÍSICA DISEÑO DE PUNTA MACFARLANE DESCRIPCIÓN CHOQUE LONGITUDINAL CHOQUE TRANSVERSAL DISEÑO Y CONFIGURACIÓN DE LOS CHOQUES CONSTRUCCIÓN FÍSICA CALIBRACIÓN DISEÑO DE BALUN DESCRIPCIÓN CONSTRUCCIÓN FÍSICA ANÁLISIS DE FRECUENCIA DISEÑO DE FILTROS DISEÑO DE FILTROS PASA-ALTAS DISEÑO DE FILTROS PASA-BAJAS IMPLEMENTACIÓN EN SERIE DE LOS FILTROS. ANÁLISIS DE RESULTADOS. 4.1 4.2 4.3 4.3.1 4.3.2 4.4 5.. BALANCE RECOMENDACIÓN ITU-T G.117: ASPECTOS DE DESBALANCE POR TIERRA REPORTE TÉCNICO ETSI TR 102 175 EMISION ELECTROMAGNÉTICA RUIDO DEL CANAL ESTRUCTURA DE LA RED PLC GENERAL. ESQUEMA 1 DE MEDICIÓN DEL PARÁMETRO TTL ESQUEMA 2 DE MEDICIÓN DEL PARÁMETRO TTL ESQUEMA 3 DE MEDICIÓN DEL PARÁMETRO TTL DISTANCIA NULA DISTANCIA DE 4.5 M MEDICIÓN DE LCL. CONCLUSIONES. 7 9 10 12 13 14 16 17 17 18 19 19 20 21 23 24 27 30 30 31 32 33 34 37 40 42 42 48 52 52 55 60 61.

(4) 6.. APÉNDICES. 62. APENDICE A: MODELO ZIMMERMAN-DOSTERT PARA LA FUNCIÓN DE TRANSFERENCIA PLC 62 APENDICE B: MODELO BANWELL GALLI PARA LA FUNCIÓN DE TRANSFERENCIA DE PLC 66 APENDICE C: DERIVACIÓN MATEMÁTICA DE LA IMPEDANCIA DE LA RED ELÉCTRICA DE BAJO VOLTAJE Y LA RELACIÓN VIN/VOUT 69 7.. BIBLIOGRAFIA. 72. 8.. AGRADECIMIENTOS. 74.

(5) IEL2-I-04-06. 1. INTRODUCCIÓN La electricidad es el servicio público domiciliario de mayor extensión en el mundo. La posibilidad de utilizar la red eléctrica para transmitir información permitiría acceso a prácticamente toda la población, brindando nuevas y mejores oportunidades de comunicación a un costo mucho menor. Adicionalmente, el potencial que tendría comunicar entre sí todos los aparatos eléctricos, dentro de las versiones futuristas de la casa digital o de las empresas del tercer milenio, hacen que la transmisión de datos por redes eléctricas sea uno de los temas más atractivos de investigación y desarrollo. Por otro lado, es uno de los retos de la ingeniería contemporánea, debido a que en principio, las redes eléctricas fueron diseñadas para transportar señales de baja frecuencia con altos niveles de voltaje transmitiendo la mayor cantidad de energía, mientras que la información viaja a través de señales de alta frecuencia con bajo niveles de voltaje. Además, el medio físico se encuentra desprotegido a la interferencia conducida del sistema y las señales electromagnéticas presentes. Las grandes corporaciones transnacionales y las mas prestigiosas universidades de los países desarrollados son las que lideran este tema, principalmente en Europa. Pero la relevancia de esa investigación para América Latina se ve limitada por las especificaciones técnicas diferenciadas de nuestras redes eléctricas. Por eso se requiere caracterizar las redes eléctricas para propósitos de telecomunicaciones y establecer las bases para modelos operacionales que la hagan una tecnología aplicable, lo cual constituye el objeto de esta Tesis. Aunque parezca un concepto novedoso, la comunicación a través de la red eléctrica ha sido utilizada y explotada por las empresas prestadoras del servicio eléctrico desde hace más de 40 años para telecontrol de subestaciones, y la idea de transportar información a la vez que electricidad ha estado presente desde el momento mismo en el que Franklin sospechó que la descarga atmosférica contenía altas cantidades de corriente eléctrica. Aún así, olvidado el tema como estaba, fue necesario el incremento en la demanda por servicios de telecomunicaciones y una liberación de los monopolios europeos, para que el interés mundial volviera a recaer en las posibilidades reales de transmitir datos a través de la red eléctrica, hacia el año de 1998. Ya desde antes se había acuñado el término PLC (Powerline Communications), para designar este tipo de tecnologías y el esfuerzo de empresas, compañías e institutos universitarios se orientó hacia ese mismo objetivo, potenciados por los avances en comunicación inalámbrica y a través del par de cobre telefónico. El canal de la red eléctrica es bastante sui generis, presentando varios inconvenientes que van desde un comportamiento dinámico debido a la conexión y desconexión de equipos al sistema, hasta diferentes fuentes de ruido (no el. 5.

(6) IEL2-I-04-06. clásico ruido blanco Gaussiano aditivo -AWGN), propagación a través de diferentes medios físicos (cables de diferente material, diferentes diámetros, diferente conexión de tierra, diferentes niveles de voltaje) que producen atenuación y propagación por multicaminos, por lo que todavía no existe un modelo universalmente aceptado para describir su comportamiento. A esto se le suma la falta de estandarización en todos los niveles del proceso, falta de regulación y legislación, y una concepción de servicio que se encuentra lejos del ideal, pero que cuenta con todo el interés de poderosas organizaciones como la Homeplug Alliance, PLC Forum y, más recientemente, el proyecto europeo OPERA (Open PLC European Research Alliance) que busca lograr estandarizar los equipos y ampliar su capacidad, introduciendo elementos como filtros a lo largo de la red, de tal forma que se logre un canal más limpio y, por otra parte, lograr una conformidad en materia de compatibilidad electromagnética y un claro plan de negocios para la comercialización del servicio. El primer paso para lograr una comunicación PLC es el entendimiento global de las características del canal. Precisamente éste es el objetivo de este trabajo, que contiene una parte teórica del tema, un planteamiento experimental, y un análisis de resultados, de tal suerte que con ellos se puedan deducir los parámetros necesarios para comprobar o refutar un modelo del canal (Por esta razón en el Apéndice A y B se incluyen dos modelos ampliamente utilizados por varios investigadores en materia de PLC), o por qué no, un nuevo modelo. Este trabajo se centra en la red de distribución de bajo voltaje (REBV) aunque PLC a través de medio voltaje es igualmente probable de realizar, y se hace. Este trabajo además busca abrir un nuevo campo de investigaciones en la Universidad, donde cada día más y más estudiantes se interesan en el tema desde nuevas ópticas. DAVID BLANCO 2004. 6.

(7) IEL2-I-04-06. 2. PROPIEDADES GENERALES DEL CANAL El sistema eléctrico Colombiano difiere en algunos aspectos de sus contrapartes europea y norteamericana, pero en general, la red eléctrica de bajo voltaje presenta las mismas configuraciones de aterrizaje y estructura general: Transmisión en la zona de distribución con niveles de voltaje medio trifásico, luego Transformador de Media a Baja Tensión, luego ingreso a los hogares a través del medidor de consumo, y luego distribución en la caja de fusibles. Su frecuencia es de 60Hz a un voltaje de 115-120 V rms a diferencia de los 50Hz a 240V de los países del viejo continente. En antiguas instalaciones, se presenta en las tomas solamente dos orificios pertenecientes a una Fase y Neutro (que puede estar unido con tierra), pero hoy en día predomina una Fase, Neutro y Tierra, en donde una buena instalación implica que la diferencia en voltaje entre Tierra y Neutro no deba ser mayor de los 1.5 V. En general no se utilizan cables sino alambres de cobre, de un calibre que varía entre los 10 AWG (American Wire Gauge) y los 14 AWG, aislados mediante PVC o cualquier otro aislante. El alambre no se encuentra eléctricamente aislado como si lo es el cable coaxial, ni tampoco se mantiene una distancia mínima entre alambres, siendo en el caso general de 1 a 2 cm. Su longitud varía dependiendo del hogar u oficina, pero usualmente no supera los 100 m, medidos a partir de la caja de fusibles. La falta de aislamiento eléctrico produce acoplamiento de señales externas, como por ejemplo radios de onda corta, señales de radiotaxis, walkie talkies y demás. La red eléctrica actúa como una gran antena! La topología del canal es en forma de árbol, tanto en Medio Voltaje como en Bajo Voltaje, teniendo la caja de fusibles en la raíz del segundo caso. La frecuente conexión y desconexión de equipos produce cambios tanto en la impedancia ofrecida en un punto de conexión, como en las características del ruido presente. Todas las anteriores características producen diversos fenómenos que serán analizados en el siguiente Capítulo. Pero ahora es pertinente introducir un concepto central de este trabajo: el término Balance. 2.1 BALANCE Cuando una transmisión de información viaja por un par de cables o alambres, la señal de interés se presenta como una diferencia de voltaje entre ellos. De esta forma, con respecto a tierra, uno de los alambres o cables contendrá un voltaje positivo mientras que el otro un voltaje negativo. Por lo tanto, en una sección transversal del par, tendremos corriente circulando en una dirección en uno de los dos alambres, y en la dirección opuesta en el otro. Esta característica permite anular los efectos de los campos electromagnéticos lejanos de tal forma que el par no irradia energía a grandes distancias. Su efecto se minimiza aún más trenzando. 7.

(8) IEL2-I-04-06. el par, de ahí la amplia utilización del par trenzado sin protección (Unshielded Twisted Pair: UTP). Se dice pues, que la señal es perfectamente simétrica, o que contiene un balance perfecto. Pero esto no sucede en todos los casos; de hecho, se presenta frecuentemente un estado de desbalance, en donde uno o los dos cables del par sufren un cambio de voltaje debido a un acople capacitivo con respecto al común y/o a tierra. Se distorsiona pues la señal, y se afecta el mecanismo de comunicación. Una señal que se transmite a través del par balanceado se dice que es una señal transversal o de Modo Diferencial, mientras que una señal que se transmite a través de uno o los dos cables del par con respecto a tierra, se dice que es una señal longitudinal o de Modo Común. La siguiente gráfica podrá aclarar los conceptos explicados.. Figura 1: Definiciones de señales El mecanismo de creación de desbalance a partir de una señal balanceada, se puede examinar en la siguiente gráfica:. Figura 2: Mecanismo de creación de desbalance. 8.

(9) IEL2-I-04-06. Las capacitancias representadas como C1 y C2 usualmente son iguales, pero, si no es el caso, bien sea por un mal diseño, una falta de protección externa o cualquier otro mecanismo, se creará una fuga de corriente hacia el común. Esta corriente a su vez, producirá una diferencia de potencial entre el común y tierra produciendo una fuga de corriente hacia tierra, que es la referencia de la señal pura transversal. Por esta razón, el transmisor tendrá un potencial diferente a tierra que al comienzo. Esta diferencia de potencial es inyectada en la señal que está transmitiendo. El efecto neto de este comportamiento es la creación de una corriente de modo común, que viajará por uno o los dos alambres que componen el par, alterando el voltaje transversal y por ende, la señal transmitida. Si esta señal longitudinal es de alta frecuencia producirá radiación del alambre, disipando potencia y creando interferencia electromagnética. 2.1.1 Recomendación ITU-T G.117: Aspectos de Desbalance por Tierra La ITU (International Telecommunication Union) contiene una parte de estandarización de procedimientos, la ITU-T, la cual, en su recomendación G.117, específicamente habla sobre varios aspectos de desbalance por tierra. Para este estudio, es de mayor importancia el estudio del parámetro LCL[dB] (Longitudinal Conversion Loss) que es una medición de desbalance de un par nominalmente balanceado, mediante una estimación de la conversión de una señal transversal deseada, en una señal longitudinal no deseada. Una forma fácil de entender su naturaleza, es analizar su rango de valores: Una medición de LCL muy alta indica que las pérdidas de conversión longitudinal son muy altas, lo que implica que se está midiendo un circuito muy bien balanceado.. Figura 3: Esquemático para la Medición de LCL. 9.

(10) IEL2-I-04-06. Para la medición del parámetro LCL, la ITU-T propone el esquema indicado en la Figura 3. Z es la impedancia nominal característica del equipo balanceado, mientras que Z/4 representa la impedancia característica del generador de la señal longitudinal E L . Ésta, a través de un autotransformador ideal, es inyectada al puerto balanceado. VT es entonces, la señal transversal creada a partir de ésta inyección longitudinal. La relación de impedancias es importante, porque una transformación del modelo del autotransformador a impedancias, nos muestra la cancelación de este valor, además de mantener el estándar y obtener resultados comparables. Idealmente queremos que no exista una conversión de estos modos y, en principio, si el equipo está correctamente balanceado, no debería existir diferencia de voltaje entre las entradas del puerto balanceado, a pesar de la inyección longitudinal. Por lo tanto la razón de conversión longitudinal (c), se define como la siguiente relación: VT EL Ecuación 1: Razón de Conversión Longitudinal c=. El parámetro LCL no es más que la definición en dB, del inverso de la anterior relación. Tenemos pues, el siguiente resultado:. LCL = 20 log10. EL VT. Ecuación 2: Definición del parámetro LCL. 2.1.2 Reporte Técnico ETSI TR 102 175 El reporte técnico nombrado producido por la ETSI (European Telecommunications Standards Institute) forma parte del estudio del canal eléctrico en varios países de Europa, a través de su equipo especial STF 222 (Special Task Force 222). Debido a que los equipos de transmisión como MODEMS, se comunican a través de señales transversales, la inyección propuesta en este reporte difiere de la recomendación G.117 en el lado del transmisor, ya que STF 222 propone el uso de una inyección balanceada directa. Esta definición es más apropiada para el presente estudio. Se define pues, el otro parámetro de interés: TTL[dB].. 10.

(11) IEL2-I-04-06. TTL se define en una red de dos puertos, en donde muestra una estimación de la señal transversal recibida en el lado del receptor, a partir de una señal transversal inducida en el lado del transmisor. Nuevamente, se puede aclarar el concepto si se entiende que se quieren mantener las pérdidas transversales lo más bajas posibles. Una señal poco atenuada indicará que el voltaje transversal inducido es poco mayor que el recibido, logrando un valor de TTL poco menor a 1 dB. Los valores de TTL nunca serán menores que cero! El siguiente esquema aclara el anterior concepto y mantiene la nomenclatura utilizada para LCL.. Figura 4: Esquemático para la medición de TTL propuesto por STF 222 de ETSI Por lo tanto tenemos las siguientes definiciones: VT EL Ecuación 3: Razón de Transferencia Transversal g=. y en decibeles: EL VT Ecuación 4: Definición del parámetro TTL TTL = 20 log10. El planteamiento experimental propuesto para la medición de éstos parámetros se puede observar en el Capítulo 3 de Medición Experimental. La inyección de la señal en el lado del transmisor se realiza mediante el uso de un dispositivo. 11.

(12) IEL2-I-04-06. llamado BALUN (BALanced to UNbalanced). Este dispositivo, que será estudiado más adelante, transforma una señal referenciada a tierra, a una señal pura transversal, si su construcción es perfecta. Habiendo definido y entendido los dos anteriores parámetros, se puede analizar los efectos de desbalance por tierra. Finalmente, se puede mencionar que un LCL muy alto está relacionado con la obtención de un TTL bajo y viceversa. 2.2 EMISION ELECTROMAGNÉTICA Un alambre sin protección eléctrica sometido a un voltaje de alta frecuencia, irradiará energía, tal como lo hace una antena. Si en un par se transmite una señal de Modo Común (señal longitudinal, de ahora en adelante), el efecto neto será una radiación electromagnética de campo lejano, suficiente para interferir con otros equipos de comunicación. Si se mantienen distancias pequeñas entre el par, y éste se encuentra balanceado, los campos electromagnéticos tenderán a cancelarse, pero no en su totalidad.. Figura 5: Izq: Radiación de Modo Común. Der: Radiación Modo Diferencial (http://www.sm.luth.se/~urban/master/Theory/4.html) Es por esto que existe una regulación estricta en el tema de Compatibilidad Electromagnética, de tal forma que los niveles de radiación no superen un umbral definido para los equipos de comunicación conducida. Las siguientes tablas nos muestran los límites diferenciados por clase, siendo la Clase B el nivel para uso doméstico y la Clase A para un uso industrial, emitida en el documento CISPR 22 de 1997.. Limite de Interferencia por Modo Común en los Puertos del Equipo Clase B Rango de Frecuencia Límite Promedio de Límite Promedio de [MHz] Voltaje dB [µV] Corriente dB [µA] 0.15-0.5 74-64 30-20 0.5-30 64 20. 12.

(13) IEL2-I-04-06. Limite de Interferencia por Modo Común en los Puertos del Equipo Clase A Rango de Frecuencia Límite Promedio de Límite Promedio de [MHz] Voltaje dB [µV] Corriente dB [µA] 0.15-0.5 84-74 40-30 0.5-30 74 30 Tabla 1: Límites de emisiones conducidas de acuerdo a CISPR 22 de 1997 Y, en materia de límites de interferencia radiados, el documento señala límites de 30 dB µV a una distancia de 10m, para una frecuencia superior a los 30 MHz, en el caso de equipos clase B y 40 dB µV, para clase A. Es práctica común dentro de la comunidad PLC, no utilizar las frecuencias de más de 30MHz, debido a problemas como el efecto piel, que atenúan la señal a más de 3 dB cada 50 m (en un cable sin ramificaciones, de lo contrario es mayor la atenuación), lo que llevaría a aumentar la potencia de transmisión, con lo cual no se podrían cumplir los umbrales de radiación mencionados. Aún así, una reconfiguración de la red, insertando equipos especiales, permitiría aumentar este umbral incluso a 60-80 MHz, cumpliendo con las restricciones, que es uno de los objetivos de OPERA. 2.3 RUIDO DEL CANAL El ruido del canal PLC, como se había mencionado anteriormente, dista de ser el AWGN de otros tipos de canales y contiene cuatro tipos de ruido identificados. El primero es el ruido fuertemente coloreado (densidad espectral de potencia dependiente de la frecuencia) el segundo es interferencia de banda estrecha, el tercero es ruido impulsivo y el último es ruido periódico, sincrónico o asincrónico con la frecuencia de transmisión de la red eléctrica (60Hz). Estos tipos de ruido pueden modelarse como aditivos, en la salida del transmisor. Una breve descripción de cada uno de ellos se presenta a continuación: 1. Ruido de fondo coloreado: El ruido de fondo coloreado es generado por la suma de varias fuentes de potencia de bajo poder, como por ejemplo, motores universales. Este ruido decrece con la frecuencia. No se puede asociar este tipo de ruido con el tipo de instalación o la ubicación geográfica (rural, ciudad, o industrial). 2. Ruido periódico impulsivo: El ruido periódico impulsivo es generado por dispositivos que conmutan a la frecuencia principal o sus armónicos, por ejemplo, fuentes de potencia. Este tipo de ruido es de corta duración pero con una densidad espectral alta, siendo el ruido que afecta de peor manera a la comunicación por la red eléctrica.. 13.

(14) IEL2-I-04-06. Figura 6: Densidad Espectral de Potencia del Ruido impulsivo Vs. el Ruido de Fondo (Analisis and Modeling of Impulsive Noise: Manfred Zimmermann, Klaus Dostert) 3. Ruido de banda estrecha: El ruido de banda estrecha es generado por el acople de otras señales a la red eléctrica, lo que produce un aumento de ruido en determinadas bandas del espectro de frecuencias. 4. Ruido impulsivo asincrónico: Generado por conexión y desconexión de equipos, switches, dimmers y demás componentes eléctricos, como neveras y calentadores en el que su uso es regulado mediante conexión y desconexión. A pesar de que el canal tiene un alto contenido de ruido, todos estos problemas pueden ser superados mediante una adaptación apropiada.. 2.4 ESTRUCTURA DE LA RED PLC GENERAL La estructura necesaria para poder suministrar PLC a los hogares también representa un reto, debido a la forma misma en que está concebida la red eléctrica. Si recordamos, el proceso de distribución de energía eléctrica parte de una subestación, que cambia el voltaje de hasta 500 kV a 23 kV. Estas líneas de Medio voltaje (MV) se extienden por toda el área de cobertura, hasta una distancia de poco más de 30 km de su objetivo, en donde un transformador la convierte a baja tensión, en nuestro caso, a 120 V. Estos transformadores son de hasta 33 KVA. Los transformadores de distribución presentan un problema para PLC, ya que debido a su acople magnético, la señal sufre grandes atenuaciones. Se ha optado pues, por saltar la señal sobre el transformador, mediante transformadores de corriente de una vuelta en núcleos de ferrita, conectados a ambos lados del transformador, para que la señal tome este camino.. 14.

(15) IEL2-I-04-06. La inclusión de repetidores en la red puede ser necesaria, dependiendo del número de ramas y la distancia. En Europa y USA existe otra estrategia, en la que los equipos receptores del cliente funcionan como repetidores. La inyección de la señal se realiza en la subestación, y su señal viaja por la red de MV. Las velocidades alcanzadas en USA en este experimento llegan a 7.6 MB/s, nada mal para un primer ensayo. No obstante, el número de usuarios proviene apenas de 4 lugares. Además, no existe seguridad en la red: si estando en otra ubicación con acceso eléctrico, se tiene un MODEM PLC, se podría obtener acceso a la red mediante una conexión directa. A pesar de lo anterior, es interesante el enfoque modular de los MODEMs, diseñados incluyendo funciones como entradas análogas para el teléfono tradicional, mediante el protocolo VoIP El enfoque europeo es mucho más completo. Un equipo se encarga de controlar PLC Outdoors y en cada cliente existe otro equipo, que controla las funciones del MODEM para ese determinado caso.. 15.

(16) IEL2-I-04-06. 3. DESCRIPCIÓN EXPERIMENTAL El análisis exhaustivo de la red eléctrica puede requerir de una alta precisión y de equipos costosos, o se puede realizar mediante un análisis estadístico donde se determinen los parámetros más relevantes para generar una comunicación por la red eléctrica. Principalmente se quiere estudiar los efectos de desbalance y pérdidas en una señal transversal -ya que como se mencionó previamente, sus efectos van unidos de la mano- y examinar el ruido de fondo. Con esto se abre paso al estudio del canal de comunicación. Para lograrlo, es necesario la construcción de equipos de medición, transformadores de línea y filtros. Estos equipos se encuentran contenidos dentro de cajas metálicas referidas a un plano de seguridad (Tierra de protección), que a su vez, permitirá el acople capacitivo de las señales longitudinales, a través de Tierra. Un esquema general nos da una idea del primer desarrollo experimental propuesto.. Figura 7: Planteamiento experimental 1 El generador se conecta a un dispositivo llamado BALUN, mediante un conector BNC de 50 Ω. Este generador inyecta la señal al canal de la red eléctrica. Estos dos dispositivos conforman el transmisor de la señal. El receptor está compuesto por la caja de protección, la punta Macfarlane, y el equipo de medición. Diversas mediciones pueden realizarse con esta punta, en el puerto longitudinal o transversal que contiene. Un filtro pasa banda se introduce entre el equipo de 16.

(17) IEL2-I-04-06. medición y el puerto transversal de la punta Macfarlane, para que el ruido de otras frecuencias no interfiera en el equipo de medición y lo sature además de proveer protección a los equipos de medición involucrados. Debido a la alta atenuación sobre la señal de estudio que el filtro presenta, su inclusión está sujeta a la seguridad del planteamiento experimental en pro de la precisión de los resultados. A continuación se describe cada uno de los equipos construidos.. 3.1 CAJA DE PROTECCIÓN Dentro del diseño experimental, siguiendo las recomendaciones de la ETSI en el planteamiento del STF 222, se ha diseñado una caja de protección, cuyo objetivo es ofrecer una alta impedancia a señales de baja frecuencia y en cambio una impedancia muy baja a señales de alta frecuencia, desacoplando la peligrosa señal de 120V a 60 Hz. La caja de protección simplemente consiste en dos condensadores de pequeño valor pero de alto voltaje en cada lado del par, junto con resistencias de 1Mega ohmios entre las líneas para que exista una pérdida muy baja de la señal de alta frecuencia, y un camino de regreso para la señal del baja frecuencia de la red, descargando los condensadores al desconectar. 3.1.1 Diseño y Análisis La caja de protección presenta el siguiente esquemático:. Figura 8: Esquemático de la caja de protección Se decide utilizar 22nF como valor de los condensadores, de esta forma la impedancia vista por una señal a la entrada es: 1 1 = 2πfC 2πf 22nF La siguiente gráfica nos muestra su comportamiento en frecuencia. Z [Ω] =. 17.

(18) IEL2-I-04-06. Impedancia de Caja de Protección 200000. Ohms. 150000 100000 50000 0 0. 2000. 4000. 6000. Hz. Figura 9: Comportamiento de la Impedancia de entrada de la Caja de Protección La impedancia a 60 Hz es de más de 120 MΩ, mientras que en 1 MHz es de poco más de 7Ω. El comportamiento en frecuencia de la caja de protección será estudiado en conjunto con la punta Macfarlane ya que la caja es la terminación de la punta, y la que permite conectarse a la toma. Aún así, su respuesta individual nos muestra una pérdida mínima y una estabilidad muy buena,. 3.1.2 Construcción Física Su construcción se realiza sobre baquelita, soldando los componentes con soldadura de alta calidad. Este circuito se ubica dentro de una caja de aluminio y sus terminaciones se realizan con conectores de potencia macho a un lado y hembra al otro (los conectores de potencia son los que normalmente se conectan en una toma de la red). La punta Macfarlane, del que hablaré en el siguiente capítulo, se inserta en esta caja. Una fotografía de la caja ya ensamblada nos muestra su construcción final.. 18.

(19) IEL2-I-04-06. Ilustración 1: Construcción física de la Caja de Protección. 3.2 DISEÑO DE PUNTA MACFARLANE 3.2.1 Descripción La punta de Medición Macfarlane1, que lleva el nombre de su autor, es el elemento central de medición en el experimento. Con esta punta de medición se podrá determinar el efecto de desbalance de la red eléctrica de baja tensión que produce, a grandes rasgos, pérdidas de intensidad de una señal transversal (señal que contiene la información), además de radiar potencia. Su utilidad radica en la capacidad de diferenciar los componentes longitudinales y transversales de una señal, mediante un sencillo montaje de choques, como se explicará detalladamente a continuación. Así, podremos medir la atenuación del canal a una señal pura transversal a través del parámetro TTL, y encontrar el desbalance presente en un solo puerto a través del parámetro LCL.. 1. Macfarlane Ian P., “A Probe for the Measurement of Electrical Unbalance of Networks and Devices”, IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, Vol. 41, No.1, Febrero de 1999.. 19.

(20) IEL2-I-04-06. 3.2.2 Choque Longitudinal (Common Mode Choke/Neutralizing Transformers/Noise Chokes).. Figura 10: Esquemático de Choque Longitudinal El choque longitudinal es un elemento concebido de tal forma que presente una alta impedancia a señales longitudinales, y una muy baja impedancia a las señales transversales, Logrando “filtrar” la señal transversal. Su construcción se realiza de la misma forma que una inductancia, pero a diferencia de ésta, no solo un cable sino dos (bifilar) son enrollados alrededor de un núcleo de ferrita o hierro (dependiendo del uso y frecuencia de operación) Este par contiene la señal de estudio formada por sus componentes transversales y longitudinales. Los núcleos utilizados pueden ser de tipo toroidal o tipo binocular (equivalente a varios núcleos toroidales pegados uno detrás del otro de tal forma que se asemejan a un par de binóculos). El círculo en el esquemático superior indica un núcleo tipo toroidal. Una señal longitudinal que llegue a través del par genera un flujo magnético sobre el núcleo en la misma dirección creando un efecto neto aditivo, lo que implica que la señal longitudinal verá una impedancia mucho mayor que la impedancia característica de la línea. Lo opuesto sucede con una señal transversal, en donde el flujo magnético producido por cada cable está en sentido opuesto, cancelándose entre sí. Idealmente una señal pura transversal vería una impedancia neta de cero, pero debido al flujo de escape inevitable en cualquier construcción física, el choque produce una atenuación a la señal que puede minimizarse al máximo utilizando una buena práctica de construcción. Para mayor claridad, se presentan dos tipos de choque. El primero es un transformador de línea, cuyo número de vueltas del primario y el secundario puede variar dependiendo de los requerimientos. El segundo es el choque construido, donde N1=N2.. 20.

(21) IEL2-I-04-06. Figura 11: Transformador Clásico de Línea. Figura 12: Choque Longitudinal (N1=N2) implementado. 3.2.3 Choque Transversal (Differential Mode Choke, Zorro Winding). Figura 13: Esquemático de choque Transversal. Es un autotransformador (de línea) sobre un toroide. El choque transversal cuyo esquemático se aprecia en la figura superior no es otra cosa que una configuración especial de un autotransformador 1:1. Su característica de operación es opuesta al choque longitudinal, presentando una alta impedancia a señales transversales y permitiendo el paso a las señales longitudinales. A diferencia de un autotransformador, éste tipo de choques se construye sobre un mismo núcleo tipo toroidal de tal manera que se produzca el efecto contrario del choque longitudinal: Una gran impedancia para una señal. 21.

(22) IEL2-I-04-06. transversal (proveniente del puerto 23 de la figura superior), y una baja impedancia para una señal longitudinal. En este caso se utiliza para inyectar señales longitudinales y para aterrizar las mismas, por lo tanto se utiliza un tap central del autotransformador (puerto 1). Por lo tanto, éste dispositivo tiene tres extremos y no cuatro como el choque anterior. Estos choques se encuentra dentro de la categoría de Transformadores de línea, en donde, a diferencia de un transformador convencional, existe una unión física entre uno y el otro lado del dispositivo. La gran ventaja de estos transformadores es que su uso no es limitado a una frecuencia de operación, sino a un amplio espectro de frecuencias, y bien se han ganado su apodo de transformadores de banda ancha (WideBand Transformers). Una cuidadosa selección del núcleo debe ser realizada, ya que una permeabilidad relativa (µi) muy alta nos conduce a una saturación a bajas frecuencias y a la destrucción del dispositivo por calor o cualquier otro mecanismo. En general se utilizan núcleos de ferrita por encima de los de hierro para este tipo de construcciones, con permeabilidades relativas que van de 125 a poco más de 2000. La escogencia del tipo de núcleo y tamaño depende de la aplicación y frecuencia de operación deseada. Su construcción física debe realizarse con el mayor de los cuidados, para evitar, entre otras cosas, flujo magnético parásito, diferentes longitudes de cable desde el tap central, y soldadura en exceso. Un cuadro con su construcción física aclara su funcionamiento.. Figura 14: Choque Transversal. Nótese la diferencia en los índices, el par (A,B) representa la señal entrante, (A',B') la saliente. El tap central se logra mediante una conexión de A’ con B’. Es importante aclarar que el flujo magnético en el núcleo mostrado en la figura superior es debido a una señal transversal inducida en el puerto AB. Para una señal longitudinal, el flujo se cancela, como se puede analizar.. 22.

(23) IEL2-I-04-06. 3.2.4 Diseño y Configuración de los Choques Recordemos que el parámetro LCL se definía como la medida del desbalance eléctrico de pares nominalmente balanceados mediante una estimación de la conversión de una señal transversal deseada en una señal longitudinal no deseada; y su ecuación es:. LCL = 20 log10. EL dB VT. donde E L representa el voltaje longitudinal aplicado al objeto en estudio, y VT es el voltaje transversal creado. La medición del parámetro LCL se basa en la definición del ITU-T, Recomendación G.117, para un puerto, y en el documento ETSI TR 102 175(2003-03) para el parámetro TTL, definido con anterioridad, para dos puertos. Un esquemático de la punta de Macfarlane construida se presenta a continuación.. Figura 15:Esquemático de la Punta Macfarlane En el esquemático superior tenemos 4 puertos. La señal VL se inyecta a través del puerto Longitudinal ubicado en la parte superior izquierda a través del. 23.

(24) IEL2-I-04-06. autotransformador T1. Al puerto ab se conecta el equipo bajo prueba, en este caso la red eléctrica (nominalmente 100 ohmios), más específicamente, la caja de protección descrita con anterioridad. Los puertos de la parte inferior izquierda son los puertos diferenciales o transversales del dispositivo. El transformador T1 actúa como el autotransformador de la recomendación del ITU siendo junto con el transformador T3 choques de señales transversales. La medición de VT se realiza a través del Puerto de Modo Diferencial. En condiciones ideales, esto es, inductancia de magnetización infinita, cero inductancias parásitas, balance eléctrico perfecto, cero acoplamiento con señales externas, etc., la medición de VT sería igual a 2 Vp . Los choques T2 y T4 purifican la señal del contenido longitudinal para que la medida sea lo más acertada posible. El choque T3 aterriza las señales longitudinales antes de que lleguen al puerto diferencial. El diseño se ha basado en una impedancia transversal nominal en el puerto ab de 100 ohms, y una impedancia diferencial de los equipos de medición e inyección de 50 ohms. De acá se desprenden los valores de las resistencias observados. La resistencia en el puerto longitudinal de 50 ohmios en pararlelo se incluye para proporcionar la impedancia requerida del generador: ¼ la impedancia característica del par a medir de acuerdo al ITU.. 3.2.5 Construcción Física La punta Macfarlane es construida a partir de los núcleos FT-114-43 (Amidon Corp, USA, donde FT = Ferrita; 114= 1.14 in.; 43=Tipo de Material.) disponibles en Tekcien en Bogotá (www.tekcien.com) y alambre de embobinar de 1 mm. de diámetro, aunque alambre de menor calibre también puede ser usado. Una tabla con las características físicas del material se encuentra a continuación,. Tabla 2: Parámetros físicos del núcleo de ferrita usado (http://www.amidoncorp.com/aai_ferritecores.htm). 24.

(25) IEL2-I-04-06. Con ayuda de una pistola de silicona se unen los dos alambres de igual tamaño para generar el par bifilar y se enrolla sobre los núcleos. El número de espiras, la inductancia generada, y la reactancia inducida se muestran en la siguiente tabla: AMIDON FT-114-43 (Al=603, µ=850) Dispositivo N Naprox L [uH] Xs [Ohmios] Choques Longitudinales T2-T4 7.21696454 8 38.592 242.481254 Choques Transversales T1-T3 4.17824263 4 9.648 60.6203136 Tabla 3: Parámetros de Construcción para la Punta Macfarlane Se buscaba construir una punta de medición con unos valores de inductancia mayores a los propuestos por Macfaralane para una mayor precisión, aunque la impedancia característica de la red (nominal) es la misma, 100Ω, que en el diseño propuesto por él. Se escogieron los valores de 40 µH para el choque longitudinal y 10µH para el choque Transversal. Con estos valores podemos encontrar la reactancia a la menor frecuencia de interés utilizando la siguiente ecuación: X s = 2πfL Donde L es la inductancia calculada, y f es 1MHz (la menor frecuencia de operación). Los resultados se muestran en la columna respectiva de la tabla superior. Finalmente, el parámetro Al de Amidon está definido a partir de la siguiente ecuación:. N 2 L[ µH ] = Al * ( ) 1000 lo que nos muestra cómo se obtuvo el valor de inductancia de la columna 4 de la tabla superior. Se utiliza baquelita para fijar los choques, y soldadura de alta calidad Se puede apreciar en la siguiente fotografía, una muestra de los choques creados, previa a su inserción en baquelita. Nótese que el primer núcleo de ferrita de izquierda a derecha presenta un embobinado de 3 cables (trifilar), esto será aclarado en el capítulo de diseño del BALUN.. 25.

(26) IEL2-I-04-06. Ilustración 2: Choques y Transformadores de línea Construidos Para la construcción de estos dispositivos se deben tener en cuenta las siguientes recomendaciones:. 1. Ocupar entre 300° y 330° del toroide para embobinar. 2. Acercar lo más posible los alambres del par. A su vez, alejar suficientemente un par de una vuelta, del par de otra vuelta. 3. En lo posible, eliminar espacio entre el núcleo y el alambre, esto produce inductancias parásitas. 4. Si se desea, se puede recubrir el núcleo de ferrita con un dieléctrico, preferiblemente teflón. 5. Para un choque longitudinal, la impedancia ofrecida debe ser mayor que 2 veces la impedancia nominal a la cual está conectada, a la menor frecuencia de operación del dispositivo. En el caso del BALUN se utilizan 4 veces la impedancia nominal. Finalmente se puede apreciar una fotografía de la punta de medición construida.. 26.

(27) IEL2-I-04-06. Ilustración 3: Punta Macfarlane Construida 3.2.6 Calibración Como cualquier elemento de medición, la calibración de la punta de Macfarlane nos indica su grado de precisión y nos permite obtener el error en el que inducimos para ajustar nuestros resultados. La calibración consiste en el análisis de desbalance producido al hacer la inserción de un elemento resistivo (Rcal) conocido entre uno de los dos extremos del Puerto del Equipo bajo Prueba y tierra. Además se ubica una terminación apropiada para el puerto balanceado, en nuestro caso, una resistencia con valor igual a la impedancia característica del equipo a medir: 100 Ω.. Figura 16: Esquemático utilizado en la calibración. 27.

(28) IEL2-I-04-06. Una ecuación nos permite calcular la relación E L / VT sabiendo el valor de la resistencia Rcal. Esta ecuación nos relaciona nuestros valores inyectados y medidos en términos de los valores de resistencias presentes. La obtención de esta ecuación presupone el uso de componentes inductivos con características magnéticas ideales y conexiones perfectas. Según el documento expuesto por Macfarlane en su descripción de la punta, tenemos que. EL E [ R5 || ( R 4 + R3)] + 4 Rcal + 4( R1 || R 2) = L = VT 2VP 2[ R5 || ( R 4 + R3)] Ecuación 5: Obtención matemática del parámetro de interés Donde ( R1 || R 2) es R1 en paralelo con R2. Para nuestro caso, los valores de las resistencias son los siguientes:. R1 = 50Ω, R 2 = 50Ω, R3 = 50Ω, R 4 = 50Ω, R5 = 100.3Ω, Rcal = 46.8Ω Con estos valores obtenemos el siguiente resultado: EL E = L = 3.3677 , lo que nos lleva a VT 2V P LCLcal = 20 log10. EL = 20 log10 3.79271 = 10.5466805dB VT. El siguiente paso consiste en tomar cuidadosas mediciones en el rango de frecuencias de interés, y comparar el valor que deberíamos obtener con el valor obtenido. Lo anterior se puede hacer midiendo los niveles de voltaje en la entrada y salida para cada frecuencia, o utilizando un analizador de redes. Los resultados indican mayor precisión al utilizar el analizador. Se utiliza el analizador HP 8753D de dos puertos. La derivación matemática que se utiliza para relacionar los parámetros S del analizador con los niveles de voltaje se puede observar en el apéndice C. Los resultados de las mediciones lo podemos examinar en la siguiente gráfica.. 28.

(29) IEL2-I-04-06. Calibración Pta Macfarlane 100. dB. 80 60. LCL Calibración LCL numérica. 40 20 0 0. 10. 20. 30. MHz. Figura 17: Comparación entre LCL obtenido y teórico Esta curva es demasiado suave, en comparación con las analizadas en la literatura, en donde LCL Calibración es prácticamente plana por encima de los MHz. El anterior comportamiento se debe al material ferromagnético usado. Como el desbalance inducido es mediante un componente resistivo, deberá ser constante en el rango de frecuencias de interés. Ahora podemos extraer la diferencia de las anteriores mediciones en una curva de ajuste que será aplicada a la medición que se realice. Curva de Ajuste 80 70 60 dB. 50 40 30 20 10 0 0. 5. 10. 15. 20. 25. 30. f(MHz). Figura 18: Curva de ajuste para calibración de la Punta. 29.

(30) IEL2-I-04-06. Esta curva se puede utilizar como en el siguiente caso, en donde por ejemplo, en 1 MHz se obtuvo un LCL= 80 dB. Por lo tanto el valor verdadero será 80-70.49dB (obtenidos de la gráfica superior) = 9.51 dB. Esto indica un buen balance de la red que se está midiendo. De esta manera podemos comparar el valor LCL teórico contra el LCL obtenido experimental en todo el rango de frecuencias de interés, y aplicar esta diferencia a todas las mediciones realizadas.. 3.3 DISEÑO DE BALUN 3.3.1. Descripción. El BALUN es un elemento de acople de una red desbalanceada a una balanceada, como su nombre lo indica. En una Red Balanceada la información viaja a través de una señal pura transversal, mientras que en una red desbalanceada, existe una componente longitudinal. La red eléctrica es idealmente balanceada, por lo que se busca inyectar una señal pura transversal. Un generador emite una señal a través de un par en el cual una de las dos guías es tierra, por esto es una señal longitudinal. Así, el BALUN cumple con la función de transformar ésta señal longitudinal en una señal pura transversal. El circuito utilizado es la combinación de un BALUN de Voltaje, con un choque longitudinal, asegurando la inserción balanceada, siempre y cuando tengamos una línea y carga perfectamente balanceada. El efecto de desbalance de la red es medido a través de la punta Macfarlane. El diseño del BALUN de Voltaje es similar al de los choques transversales. Nominalmente, la inyección se realiza sobre una impedancia característica de 100 ohms, impedancia comúnmente aceptada como la impedancia característica de la red eléctrica, aunque realmente la impedancia presenta un comportamiento dinámico variando en posición y tiempo debido principalmente a la conexión y desconexión de equipos y circuitos. El BALUN de voltaje es un autotransformador con relación de espiras 3:2, para proveer la relación de impedancias 1:2 necesaria para ofrecerle 50 ohmios al generador inyector. De ahí la necesidad de un embobinado trifilar, mostrado en el capítulo anterior. La inserción de la señal de interés es entonces convertida a una señal pura transversal que entra a la red. El esquemático del BALUN se muestra a continuación:. 30.

(31) IEL2-I-04-06. Figura 19: Esquemático de BALUN construido. 3.3.2 Construcción Física Se utiliza el mismo procedimiento para su construcción física que en el caso de la punta Macfarlane y la caja de protección: baquelita, soldadura de alta calidad y núcleos Amidon FT-114-43. Aunque el número de vueltas en este caso no es vital, siendo más importante una correcta construcción, se incluyen los valores escogidos para el número de espiras e inductancia teniendo como referencia que se busca una reactancia del choque longitudinal Xs = 400 ohmios (4 veces la impedancia nominal) a 1 MHz y Xs=200 ohmios para el balún de voltaje. AMIDON FT-114-43 (Al=603, u=850) Dispositivo N Naprox uH Xs Choque longitudinal 9.49600597 10 60.3 378.87696 BALUN Voltaje 6.8371243 7 29.547 185.64971 Tabla 4: Características de los parámetros de construcción del BALUN El choque longitudinal se diseña de la misma forma que en el caso de la Punta de Macfarlene.. 31.

(32) IEL2-I-04-06. Hay que tener en cuenta que la implementación del autotransformador debe efectuarse sobre el mismo núcleo toroidal. El esquemático del autotransformador que muestra el sentido de conexión es el siguiente:. Figura 20: Esquemático mostrando el sentido de conexión del autotransformador Su construcción no difiere en la de los casos anteriores. Además de los choques, se insertan 2 capacitores de 33nF para desacoplar la señal de 60 Hz de la red, haciendo las veces de la caja de protección para la punta de Macfarlane, pero sin incluir las resistencias de 1MΩ. La fotografía de su diseño final nos muestra su construcción física.. Figura 21: Construcción física de BALUN 50 Ω asimétrico/100Ω simétrico. 3.3.3 Análisis de Frecuencia El Análisis en frecuencia del BALUN nos indica su estabilidad en el rango de frecuencias de interés. Para esto es necesaria la medición de la señal transversal producida, pero surge un pequeño inconveniente en la medición de esta señal, pues no se realiza directamente midiendo el voltaje entre los dos extremos del mismo. El osciloscopio que se escoge para medir utilizaría una de estas dos señales como tierra acoplándola con la tierra propia del instrumento. En cambio, se recurre al siguiente esquema:. 32.

(33) IEL2-I-04-06. Figura 22: Esquema de medición de la señal transversal producida por el BALUN Así pues, una diferencia matemática de cada una de las señales con respecto a al tierra del generador nos muestra la señal transversal inducida. Algunos modelos de Osciloscopio permiten esta relación matemática, como el utilizado Tektronix TDS 210 Esta Diferencia de voltajes nos da una amplitud prácticamente constante en el rango de frecuencias de interés, aunque a bajas frecuencias, en el rango límite de 1 MHz, su comportamiento es ligeramente oscilatorio. La amplitud de la señal diferencial es prácticamente la misma de la señal longitudinal inyectada. Si esto no fuera así, habría necesidad de ajustar las mediciones al usar el analizador de redes, en el capítulo 4.. 3.4 DISEÑO DE FILTROS. Ilustración 4: Construcción física de los filtros: Izq. filtro pasa altas, der. Filtro pasa bajas Para evitar que el analizador con el cual se va a medir presente una saturación debido a las ingreso de demasiadas señales , se considera utilizar un filtro pasa. 33.

(34) IEL2-I-04-06. banda en el área de medición de menos de 1 MHz a 30 MHz. Estos filtros además suministran un alto grado de seguridad a los equipos de medición en caso de que ingrese una impulso de alta frecuencia. Por eso, se piensa en que contengan una atenuación de 15 dB. Estos filtros deberán ser pasivos debido a las altas corrientes que pueden circular por ellos. Esto compromete en cierto grado su precisión y requiere de cuidadosos ajustes. Debido al amplio espectro de frecuencias que se quiere analizar, la solución utilizada es el diseño de dos filtros, uno pasa altas y el otro pasa bajas. Los siguientes capítulos tratarán sobre el diseño de cada uno de ellos. 3.4.1 Diseño de Filtros Pasa-Altas El filtro pasa altas es de vital importancia ya que eliminará los residuos de la señal de 120V 60Hz y sus armónicos más importantes (< 4ero). Se aplica el método de diseño Butterworth de tercer orden con corte en 230 kHz. Las señales entre 200 kHz y 1 MHz pueden ser usadas para aplicaciones de baja frecuencia, como telecontrol. A pesar de lo anterior el proyecto busca analizar solamente la banda de 1 a 30 MHz debido a restricciones en los materiales y restricciones de Compatibilidad Electromagnética, como se examino previamente. La amplitud de 100 V de la señal que ingresa al filtro en la siguiente figura es solo de referencia para las facilidad en el análisis de resultados. Su esquemático es el siguiente:. Figura 23: Esquemático Filtro Pasa altas con corte en 230 KHz Su respuesta en frecuencia la podemos ver en la siguiente gráfica:. 34.

(35) IEL2-I-04-06. 60V. 40V. 20V. 0V 0Hz. 0.1MHz V(C2:2). 0.2MHz. 0.3MHz. 0.4MHz. 0.5MHz. 0.6MHz. 0.7MHz. 0.8MHz. 0.9MHz. 1.0MHz. Frequency. Figura 24: Respuesta en Frecuencia del filtro Pasa altas diseñado El corte de este filtro está alrededor de 224 kHz. Esta imprecisión se debe al ajuste a los valores comerciales disponibles. Su desempeño en decibeles se puede medir en la próxima figura. -0. -100. -200. -300 0Hz. 0.1MHz 0.2MHz DB(V(Vout)/V(V1:+)). 0.3MHz. 0.4MHz. 0.5MHz. 0.6MHz. 0.7MHz. 0.8MHz. 0.9MHz. 1.0MHz. Frequency. Figura 25: Desempeño del filtro Pasa altas medido en dB. Noten su atenuación de 6dB. La construcción física se realiza sobre una baquelita utilizando valores comerciales, resistencias de 5W y condensadores de 120V, y la inductancia adecuada. El filtro es entonces probado directamente sobre la red eléctrica, dando buenos resultados de mediciones de ruido de fondo. Para encontrar su frecuencia de corte, se utiliza un generador de señales HP 3325A con un rango de frecuencias de hasta 5 MHz. Los resultados de estas mediciones nos muestran una buena respuesta.. 35.

(36) IEL2-I-04-06. FPA Vout/Vin dB 0. 100. 200. 300. 400. 500. 0 -10. dB. -20 -30 -40 -50 -60 kHz. Figura 26: Comportamiento del filtro pasa altas en el bajo rango de frecuencias de 0 a 5 MHz. Para la respuesta en alta frecuencia, se utilizó un generador de señales de hasta 60MHz Marconni . VOUT/VIN dB 0. 10. 20. 30. 40. 50. 0. dB. -5 -10 -15 -20 MHz. Figura 27: Respuesta de alta frecuencia en dB del filtro pasa altas Podemos ver entonces que nuestro filtro, idealmente con una respuesta en frecuencia plana, presenta una atenuación que varía entre los -6 dB y los -16.47 dB máxima. Hay que aclarar que el voltaje de entrada del generador caía a medida que la frecuencia subía, de 1.28 V a 0.352 V.. 36.

(37) IEL2-I-04-06. Es interesante observar el pico de atenuación que presenta el filtro justo debajo de los 30 MHz. Esto posiblemente se debe al uso de un puerto diferente para altas frecuencias en el generador. El comportamiento en alta frecuencia se aclarará con el uso del analizador de Redes del diseño final.. 3.4.2 Diseño de Filtros Pasa-Bajas El filtro pasa bajas presenta mayores dificultades en su realización física. Se utiliza la técnica de diseño de Chevychev con un rizado de 0.1dB cortando idealmente en 32 MHz. Los valores se ajustan a la disponibilidad comercial. El esquemático del filtro se presenta a continuación:. Figura 28: Esquemático del filtro pasa bajas con corte en 32 MHz Para el filtro pasa bajas se pensó en utilizar ferritas disponibles en el mercado con un valor comercial bajo. Pero su alta permeabilidad magnética relativa (µi) mostraba una saturación muy por debajo de la frecuencia de corte requerida ( 30 MHz). Por lo tanto se usaron núcleos de Amidon Corp disponibles en el mercado especializado, referencia T-50-10. Estos núcleos no son de ferrita sino de polvo de Hierro recubiertos por un dieléctrico apropiado. Sus características se muestran en la siguiente tabla. Material 10 Núcleo Número T-50-10. Rango de Frecuencias usado 30 MHz-100 MHz Hgt. Ae Ve (in) 0.19. (cm) 3.030. (cm)2 0.121. (cm)3 0.367. ColorNegro Valor AL mh/100 Vueltas 31.000. Tabla 5: Características del Material 10 usado (http://www.amidoncorp.com/aai_ironpowdercores.htm). 37.

(38) IEL2-I-04-06. Los resultados de la simulación nos muestran un filtro cortando en 32.819 MHz, con una respuesta en frecuencia plana. 6.0V. 4.0V. 2.0V. 0V 0Hz. 10MHz. 20MHz. 30MHz. 40MHz. 50MHz. 60MHz. V(Vout) Frequency. Figura 29: Respuesta en frecuencia del filtro pasa bajas (Simulación) Al igual que en el caso anterior, su desempeño en decibeles se puede medir en la próxima figura. -0. -20. -40. -60 0Hz. 10MHz DB(V(Vout)/ V(V1:+)). 20MHz. 30MHz. 40MHz. 50MHz. 60MHz. Frequency. Figura 30: Desempeño del filtro Pasa bajas medido en dB. Noten su pérdida a bajas frecuencias de 6dB La construcción física del filtro se realiza en una baquelita del mismo tamaño que en el caso anterior. Los materiales usados también son de alta capacidad, utilizando resistencias de 5 W y condensadores de 120V. Para el análisis en frecuencia solo utilizamos el generador Marconni mencionado anteriormente, en pasos de 1 MHz, de 1 hasta 50MHz. El resultado se muestra al igual que en el caso anterior:. 38.

(39) IEL2-I-04-06. filtroPasaBajas 0. 10. 20. 30. 40. 50. 60. 0 -5. dB. -10 -15 -20 -25 -30 MHz. Figura 31: Respuesta de alta frecuencia en dB del filtro pasa bajas Extrañamente se presenta el fenómeno inverso que en el caso anterior, un pico de baja atenuación justo antes de los 30MHz. El pico alcanza un valor de -9dB luego de encontrarse en -13 dB en 28MHz. El corte del filtro se ubica pues cerca de los 42 MHz si tomamos la salida máxima en la parte relativamente plana luego del pico. Su atenuación cae por debajo de los -25 dB en 49 MHz. Cabe recalcar que también en este caso la amplitud de entrada decae al aumentar la frecuencia. Los resultados anteriores muestran una variabilidad dependiendo del ajuste de la medición realizada, que a su vez depende de la persona que está tomando las mediciones. Por esta razón se piensa en el uso del analizador de redes como instrumento de medición, eliminando éstas imprecisiones.. 39.

(40) IEL2-I-04-06. 3.4.3 Implementación en Serie de los Filtros. Ilustración 5: Filtros en Serie construidos Para la construcción definitiva, los filtros se ubican en serie dentro de una caja metálica, siendo las terminaciones BNC Macho. La señal pasará primero por el pasa altas, y luego por el pasa bajas. Se decide realizar un nuevo análisis en frecuencia después de su implementación física. Los resultados definitivos se muestran en la siguiente gráfica para lo cual se utiliza el analizador de Redes obteniendo los siguientes resultados para el parámetro S21:. Figura 32: Respuesta de alta frecuencia de filtros en serie. 40.

(41) IEL2-I-04-06. En general es bueno aclarar que el Analizador de Redes no muestra directamente la relación de los voltajes de entrada y salida, sino la relación de las amplitudes de la señal incidente y transmitida a través de sus parámetros S. En el caso en el que el filtro presente una impedancia característica muy cercana a la del analizador, como se logró en este diseño, las reflexiones serán mínimas y se puede asumir que S21 representa la relación de voltajes. Se observa el comportamiento del filtro pasa altas con un pico en 279 kHz, el rizado propio del filtro pasa bajas, y la frecuencia de corte en 41.6 MHz. Se observa la atenuación de 15 dB en la banda de interés. Aunque no esté cortando en los 32 MHz diseñados, el filtro es útil para eliminar las señales de alta frecuencia y para presentar mayor seguridad a los equipos de medición.. 41.

(42) IEL2-I-04-06. 4. ANÁLISIS DE RESULTADOS En este capítulo se describirá los esquemas experimentales realizados y el análisis de los resultados obtenidos.. 4.1 ESQUEMA 1 DE MEDICIÓN DEL PARÁMETRO TTL Como vimos en la teoría previa, las pérdidas de una señal transversal que contiene el efecto de la conversión de parte de esta señal en una señal longitudinal se pueden analizar mediante el parámetro TTL, Transverse Transfer Loss, y su ecuación es EL VT Ecuación 6: Definición del parámetro TTL TTL = 20 log10. Donde EL es la señal transversal inducida y VT es la señal transversal recibida. Para la medición de este parámetro se propuso el siguiente esquema, ya visto en el comienzo del capítulo 3.. Figura 33: Planteamiento experimental 1 En el lado del transmisor se tiene un Generador HP 3325A medido a través del osciloscopio 1. Esto nos muestra la señal longitudinal inyectada. En el lado del receptor podemos medir el voltaje transversal mediante el osciloscopio 2. Se incluye además la conexión del plano de referencia de 1 m2 conectado de un lado. 42.

(43) IEL2-I-04-06. a la tierra de la red eléctrica de bajo voltaje, y en otro lado a la punta de medición Macfarlane, suministrando un camino capacitivo para la señal longitudinal de desbalance. La distancia entre el transmisor y receptor es de aproximadamente 4 m. Antes de inyectar la señal del generador, se decide tomar un par de imágenes del ruido de fondo presente. Se pueden observar ciertas características:. Ilustración 6: Ruido de fondo de la REBV: Medición de Osciloscopio 1. Ilustración 7: Ruido de Fondo de la REBV: Medición de Osciloscopio 2 Se pueden observar ciertas frecuencias donde existe una señal contenida en la red: en la ilustración 6 se marca la perteneciente a la frecuencia 4.9 MHz y 6.1 MHz, mientras que en la ilustración 7 se puede observar la señal en los 9.6 MHz. Estas señales pueden ser debidas a transmisores cercanos trabajando a estas frecuencias. Nótese las diferencias entre ambas imágenes, lo que clarifica el comportamiento dinámico del canal.. 43.

(44) IEL2-I-04-06. También es importante observar que la amplitud del ruido disminuye con la frecuencia, tal como se señala la literatura especializada. El generador realiza un barrido a 5 dBm de potencia entre 1 y 21MHz (límite de frecuencia de barrido del dispositivo). Las siguientes gráficas nos muestran los resultados obtenidos.. Ilustración 8: Lectura del Osciloscopio 1. Ilustración 9: Lectura del Osciloscopio 2 La primera imagen nos muestra los niveles de inyección del generador, incluyendo marcadores entre el más alto y el más bajo, de 1 a 21 MHz. Podemos ver ciertas frecuencias en donde la señal entrante se ve disminuida. Esto se debe a desacople de impedancias. La segunda imagen nos muestra la señal vista en el. 44.

(45) IEL2-I-04-06. receptor. La señal más alta del receptor se ubica en 16 MHz en -20 dB. La característica no lineal del receptor se debe a la particularidad dinámica de la REVB. Esto significa que la señal es atenuada a diversas frecuencias. Es interesante anotar que en las frecuencias de los transmisores cercanos, la atenuación es mayor incluso cayendo por debajo de los niveles de recepción de éstas. Esta señal se ve atenuada por el filtro pasa bandas de seguridad, así que se decide entonces eliminarlo de la recepción. Se pueden observar los resultados obtenidos en la imagen.. Ilustración 10: Recepción sin inclusión del filtro pasa bandas Los valles donde la atenuación es mayor son más pronunciados. Nótese la señal recibida en 21 MHz, claramente visible. Ahora el pico de recepción se encuentra al rededor de los 10 MHz con una amplitud de -10 dB aprox. Aún así la señal se mantiene muy por encima del ruido de fondo en todo el espectro de frecuencias. Las señales de interferencia todavía están presentes, y es precisamente en estas frecuencias en donde la recepción de la señal es menor. El receptor y transmisor se encontraban a muy poca distancia. Es de interés observar lo que sucede a una distancia un poco mayor. Se decide entonces, transmitir a través de la mayor longitud posible dentro de un circuito del laboratorio de la universidad. La siguiente imagen aclara la distancia que se debía recorrer entre ambos elementos de comunicación, siendo ésta alrededor de los 18m.. 45.

(46) IEL2-I-04-06. Ilustración 11: Mapa del Laboratorio de Eléctrica y Electrónica, Universidad de los Andes. Distancia estimada. En la siguiente imagen podemos observar el nivel de inyección, que varía con respecto al experimento anterior.. Ilustración 12: Inyección de señal a una distancia de 18m. La señal recibida no superó los niveles de ruido del canal, como se observa en la figura de recepción.. 46.

(47) IEL2-I-04-06. Ilustración 13: Recepción no supera niveles de ruido: dist. 18m. Los niveles de ruido alcanzan los -77 dB. De nuevo , hay una interferencia de banda estrecha identificada debajo de los 3 MHz debido a una aspiradora conectada. Se busca entonces una distancia intermedia de 9 m encontrando los niveles de recepción que se pueden observar en la siguiente ilustración.. Ilustración 14: Recepción intermedia 9 m. El nivel de recepción no supera la interferencia de las señales en las frecuencias inferiores. La señal se puede identificar claramente a la derecha del espectro. Se pueden observar diferencias notables entre los niveles recibidos para cada frecuencia, comprobando la variabilidad del canal. Aunque estas imágenes nos dan pruebas de la transmisión a través de la red, no se pueden relacionar matemáticamente, a menos de que se hagan mediante un barrido manual en todas las frecuencias, siendo éste un proceso engorroso. Por esta razón se pensó en la utilización del analizador de redes como instrumento. 47.

(48) IEL2-I-04-06. capaz de determinar los parámetros de interés mediante la obtención de los parámetros S del sistema.. 4.2. ESQUEMA 2 DE MEDICIÓN DEL PARÁMETRO TTL. La utilización del analizador de redes parte de la suposición de que la red eléctrica puede modelarse mediante una red de dos puertos. En general, esto no es verdad. Una descripción más precisa es modelarla a través de una red de cuatro puertos, en donde las señales están referenciadas a tierra. Sin embargo, se ha modelado el sistema como una red de dos puertos que incluye los elementos de medición fabricados. La transformación del modelo se puede examinar en la siguiente gráfica.. Figura 34: Transformación del modelo de la REVB. El cuadro azul verdoso representa la REVB. El cuadro gris, que incluye el BALUN en el puerto 1, y la Punta de Macfarlane en el puerto 2, se ha considerado como una red de 2 puertos. Esta transformación es válida si tenemos en cuenta las siguientes aproximaciones: El BALUN presenta 0 dB de atenuación en la señal transversal inducida ( vimos que esta aproximación es válida) Las pérdidas de la punta Macfarlane son mínimas (recordemos que la inclusión del filtro presentaba 15 dB de atenuación en el rango de frecuencias de interés, por eso no está incluido) Teniendo en cuenta esta aproximación, el circuito general que el analizador proporciona, se puede apreciar en el siguiente esquemático:. 48.

(49) IEL2-I-04-06. Figura 35: Esquemático de conexión para el Analizador de Redes. En la anterior figura se aprecia el circuito equivalente del analizador al medir el parámetro S21 o S11, en donde el analizador inyecta una señal en el puerto 1, y proporciona una terminación transversal de 50 ohmios en el puerto 2. Para los demás parámetros los circuitos cambian acorde. Se utilizaron cables Coaxiales RG-58U de impedancia característica de 50 ohmios, con terminaciones BNC y N respectivamente, como se muestra en el esquema. El plano de referencia donde se calculan los parámetros S se encuentra en los planos P1 y P2: esto es las salidas de los cables propios del analizador de redes, después de una calibración del instrumento. De acuerdo al anterior circuito, es posible realizar un estimativo de la impedancia de la red eléctrica y probar su variabilidad en frecuencia, al igual que observar el parámetro de interés TTL mediante el procedimiento matemático descrito en el apéndice C. El esquema del nuevo planteamiento experimental se observa en la siguiente figura, en donde la distancia entre transmisor y receptor es de aproximadamente 4 m.. Figura 36: Planteamiento Experimental 2. 49.

(50) IEL2-I-04-06. Debido al riesgo que representa la conexión del Analizador a la REVB, este experimento solo se pudo realizar una vez, desafortunadamente los datos numéricos no fueron extraídos. Se presenta entonces la obtención de los parámetros S.. Figura 37: Parámetro S11 de la REBV. Para que exista un buen acople, S11 debe ser lo menor posible, de tal forma que la reflexión sea mínima. Este no es el caso de un buen acople excepto en pocas frecuencias (20.2 MHz), lo que indica la variabilidad de la impedancia. La conexión y desconexión de computadores al mismo circuito afectaba muy poco las medidas. La utilización de la Carta de Smith nos muestra una visión de la variabilidad de la impedancia:. 50.

(51) IEL2-I-04-06. Figura 38: Carta de Smith S11 conectando la REBV. Debido al anterior desacople, el parámetro S21 que es el coeficiente de transmisión, se puede observar muy bajo.. Figura 39: Parámetro S21 conectando la REBV. 51.

(52) IEL2-I-04-06. En general, S21 aumenta con la frecuencia. Este resultado experimental está en acuerdo a la disminución del ruido a altas frecuencias. Pero debido a efecto piel y radiación, la transmisión se debe ver disminuida antes de los 800 MHz. Es de interés ampliar el espectro, aunque en este esquema no se realizara. Aún así, este importante punto se tuvo en cuenta en las siguientes mediciones. El parámetro S21 está en todo el espectro debajo de los -52 dB: más bajo que lo esperado, para una distancia tan pequeña siendo transmisor y receptor parte del mismo circuito bajo la misma fase. Por esta razón se toma la decisión de realizar el experimento sobre una distancia mínima entre transmisor y receptor, para luego volver a hacer la medición sobre una distancia mayor. De esta forma podemos ver dónde se encuentra la imprecisión.. 4.3. ESQUEMA 3 DE MEDICIÓN DEL PARÁMETRO TTL. Este esquema se realiza de la misma forma que en el caso anterior, por lo que su diagrama no se incluye. Al ser este trabajo una primera aproximación al estudio del canal de la REBV, se decide construir un circuito virtual, sin conexión a la señal de 60 Hz. De esta forma la seguridad del Analizador está garantizada. Esta diferencia eliminará todas las fuentes de ruido conducido conectadas al mismo circuito siendo las únicas fuentes de ruido las señales electromagnéticas acopladas. El filtro pasa-banda no es usado. Este circuito virtual se realiza con alambre de cobre 12 AWG recubierto con PVC, el medio más común usado. 4.3.1 Distancia Nula La extracción de los datos numéricos se realiza y se analiza la relación de voltajes en ambos puertos de acuerdo al análisis matemático descrito en el anexo A, para la obtención del parámetro TTL. Idealmente TTL debería ser 0, de tal forma que la relación de voltajes sea igual a la unidad. Las siguientes gráficas nos muestran los resultados de la medición de los parámetros S11 y S21 para una distancia nula entre tomas del circuito artificial. S11[Im] Dist=0m. 1. 1000. 0.5. 500 0. 0. U. U. S11 [Re] Dist=0m. 0. 5. 10. 15. -0.5. 20. 25. 30. -500. 0. 5. 10. 15. 20. 25. -1000 -1500. -1 MHz. MHz. 52. 30.

(53) IEL2-I-04-06. S21[Re] Dist=0m. S21 [Im] Dist=0m. 0.1. 0.1. 0.05. 0.05. -0.05. 0. 5. 10. 15. 20. 25. 30. 0 U. U. 0. -0.05. -0.1. 0. 5. 10. 15. 20. 25. 30. 20. 25. 30. -0.1. -0.15. -0.15 MHz. MHz. Figura 40: Parámetros S11 y S21, parte real e imanginaria. Dist=0m. De los parámetros anteriores se deriva la impedancia del sistema: Z[Im] Dist=0m. 100. 100. 50. 50 Ohms. Ohms. Z[Re] Dist =0m. 0 -50. 0 -50. -100 0. 5. 10. 15 MHz. 20. 25. 30. -100 0. 5. 10. 15 MHz. Figura 41: Parte real e imaginaria de la impedancia (ver apéndice C) de la REVB dist=0m. Podemos apreciar rangos en donde el comportamiento de la impedancia no es estable, no atribuible al canal. Se puede observar que la impedancia real es ligeramente inferior a 50 ohmios, como se esperaba debido a la transformación de impedancia de los dispositivos fabricados. La impedancia imaginaria tiene una variabilidad mayor. Una figura en el plano complejo nos puede mostrar el comportamiento casi constante.. 53.

(54) IEL2-I-04-06. Z Dist= 0m 500 400 300 Im [ohms]. 200 100 0 -800. -600. -400. -200. -100 0. 200. -200 -300 -400 -500 Re [ohms]. Figura 42: Variación de Z con frecuencia. La pequeña curva que en donde se desvía de la figura, corresponde a las frecuencias inferiores, lo que es presumiblemente atribuible al cambio de impedancia de los condensadores de acople. La variabilidad de la magnitud de la impedancia y la fase se muestran en la siguientes figuras. Z Dist=0m. Fase Dist=0m. 200 180 160 120 100. R ad. Ohms. 140. 80 60 40 20 0 0. 5. 10. 15. 20. 25. 30. 2 1.5 1 0.5 0 -0.5 0 -1 -1.5 -2. 5. 10. MHz. 15. 20. 25. 30. MHz. Figura 43: Magnitud y Fase de la Impedancia Dist=0m. La anterior información gráfica apoya la creencia de que Z0 del canal es 100 ohms, claro está, para un solo cable sin ramificaciones ni carga conectada. El mismo análisis sobre la red viva arrojaría resultados presumiblemente parecidos.. 54.