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Estudio y diseño de un circuito electrónico para el acondicionamiento de la señal de audio de una guitarra eléctrica

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Academic year: 2023

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(1)

CARTAGENA

Escuela Técnica Superior de Ingeniería Industrial

Estudio y diseño de un circuito electrónico para el

acondicionamiento de la señal de audio de una guitarra eléctrica

TRABAJO FIN DE GRADO

GRADO EN INGENIERÍA EN TECNOLOGÍAS INDUSTRIALES

Autor: Mª Isabel García Pérez Director: Ginés Doménech Asensi

(2)
(3)

ACONDICIONAMIENTO DE LA SE ˜NAL DE AUDIO DE UNA GUITARRA EL´ECTRICA

UNIVERSIDAD POLIT´ ECNICA DE CARTAGENA

ESCUELA T ´ ECNICA SUPERIOR DE INGENIER´ IA INDUSTRIAL

DEPARTAMENTO DE ELECTR ´ONICA, TECNOLOG´IA DE COMPUTADORAS Y PROYECTOS

AUTOR:

Ma Isabel Garc´ıa P´erez DIRECTOR:

Gin´es Dom´enech Asensi

Cartagena, Febrero de 2018

(4)
(5)

Contenidos P´aginas

Lista de figuras

. . . 7

Lista de tablas

. . . 11

CAP´ ITULO 1: Introducci´ on y objetivos

. . . 1

CAP´ ITULO 2: An´ alisis te´ orico del circuito

. . . 3

2.1 Descripci´on general del circuito . . . 4

2.2 Modelo π-h´ıbrido . . . 6

2.3 Etapa 1: Entrada . . . 9

2.4 Etapa 2: Sustain . . . 14

2.4.1 Etapa 2.1 . . . 15

2.4.2 Etapa 2.2 . . . 20

2.5 Etapa 3: Tono . . . 25

2.6 Etapa 4: Volumen . . . 33

CAP´ ITULO 3: Simulaci´ on del circuito en PSpice

. . . 37

3.1 Justificaci´on del cambio de transistor BC239 a BC237 . . . 38

3.2 Simulaci´on del circuito completo. . . 39

3.3 Simulaci´on de la etapa 1. . . 42

3.4 Simulaci´on de la etapa 2. . . 44

3.4.1 Simulaci´on de la etapa 2.1 . . . 44

3.4.2 Simulaci´on de la etapa 2.2 . . . 46

3.5 Simulaci´on de la etapa 3. . . 48

(6)

3.6 Simulaci´on de la etapa 4. . . 50

CAP´ ITULO 4: Prototipado del circuito. Montaje en el laboratorio

53 4.1 Material utilizado . . . 53

4.2 Montaje sobre la protoboard . . . 55

4.3 Gr´aficas obtenidas del osciloscopio . . . 56

4.3.1 Se˜nal de entrada . . . 56

4.3.2 Etapa 1 . . . 57

4.3.3 Etapa 2 . . . 59

4.3.3.1 Etapa 2.1 . . . 59

4.3.3.2 Etapa 2.2 . . . 60

4.3.4 Etapa 4 . . . 61

4.3.5 Circuito completo . . . 63

4.4 Etapa 3: Montaje y toma de medidas en la etapa de filtro . . . 66

4.5 Prueba de sonido con guitarra el´ectrica . . . 70

CAP´ ITULO 5: Dise˜ no de la placa de circuito impreso

. . . 75

5.1 Interruptor 3PDT . . . 76

5.2 Dise˜no de los padstack y footprints necesarios . . . 78

5.2.1 Switch 3PDT . . . 78

5.2.2 Jack de 6.35 mm. . . 80

5.3 Dise˜no de la PCB . . . 82

5.3.1 Circuito en OrCAD . . . 82

5.3.2 Dise˜no con PCB Editor . . . 84

CAP´ ITULO 6: Ap´ endices

. . . 87

6.1 Presupuesto del proyecto. Listado y precio de los componentes del circuito . . . 88

6.2 Hojas del fabricante . . . 89

(7)

Bibliograf´ıa

. . . 99

(8)
(9)

1.1 Esquema global del sistema . . . 1

2.1 Diagrama del circuito completo . . . 5

2.2 Diagrama del modelo a peque˜na se˜nal del transitor BJT . . . 6

2.3 Medida del par´ametro β del transistor con un mult´ımetro . . . 8

2.4 Diagrama de la etapa 1 . . . 9

2.5 Esquema en peque˜na se˜nal de la etapa 1 . . . 9

2.6 Esquema de los nudos y corrientes en el circuito a peque˜na se˜nal de la etapa 1 10 2.7 Diagrama de la etapa 2 . . . 14

2.8 Diagrama de la etapa 2.1 . . . 15

2.9 Esquema en peque˜na se˜nal de la etapa 2 . . . 15

2.10 Esquema de los nudos y corrientes en el circuito a peque˜na se˜nal de la etapa 2 16 2.11 Diagrama de la etapa 2.2 . . . 20

2.12 Esquema en peque˜na se˜nal de la etapa 2.2 . . . 20

2.13 Esquema de los nudos y corrientes en el circuito a peque˜na se˜nal de la etapa 2.2 21 2.14 Diagrama de la etapa 3 . . . 25

2.15 Esquema del filtro . . . 26

2.16 Esquema de los nudos y corrientes en el circuito de la etapa 3 . . . 27

2.17 Gr´afica del comportamiento en frecuencia del filtro para X=0.0001 . . . 30

2.18 Gr´afica del comportamiento en frecuencia del filtro para X=0.25 . . . 30

2.19 Gr´afica del comportamiento en frecuencia del filtro para X=0.5 . . . 31

2.20 Gr´afica del comportamiento en frecuencia del filtro para X=0.75 . . . 31

2.21 Gr´afica del comportamiento en frecuencia del filtro para X=0.9999 . . . 32

2.22 Diagrama de la etapa 4 . . . 33

2.23 Esquema en peque˜na se˜nal de la etapa 4 . . . 33

2.24 Esquema de los nudos y corrientes en el circuito a peque˜na se˜nal de la etapa 2 34 3.1 An´alisis en frecuencia del transistor BC239 en la etapa 1 . . . 38

3.2 An´alisis en frecuencia del transistor BC237 en la etapa 1 . . . 38

3.3 Circuito completo en OrCAD . . . 39

3.4 Especificaciones para el an´alisis en el dominio del tiempo del circuito completo 39 3.5 Se˜nal en diferentes puntos del circuito . . . 40

(10)

3.6 Se˜nales con los potenci´ometros al m´aximo . . . 41

3.7 Circuito de la etapa 1 en OrCAD . . . 42

3.8 Especificaciones para el an´alisis en el dominio de la frecuencia de la etapa 1 . . 43

3.9 Ganancia de la etapa 1 . . . 43

3.10 Circuito de la etapa 2.1 en OrCAD . . . 44

3.11 Ganancia de la etapa 2.1 . . . 45

3.12 Circuito de la etapa 2.2 en OrCAD . . . 46

3.13 Ganancia de la etapa 2.2 . . . 47

3.14 Circuito de la etapa 3 en OrCAD . . . 48

3.15 Valores utilizados en el an´alisis param´etrico . . . 48

3.16 Diferentes curvas de salida seg´un la posici´on del potenci´ometro de la etapa 3 . 49 3.17 Circuito de la etapa 4 en OrCAD . . . 50

3.18 Ganancia de la etapa 4 . . . 51

4.1 Puesto en el laboratorio . . . 53

4.2 Equipo utilizado . . . 54

4.3 Montaje del circuito completo . . . 55

4.4 Se˜nal de entrada al circuito (salida del generador de funciones) . . . 56

4.5 Se˜nal del colector de Q1, con el potenci´ometro al m´ınimo . . . 57

4.6 Se˜nal del colector de Q1, con el potenci´ometro al m´aximo . . . 58

4.7 Salida del colector de Q2 . . . 59

4.8 Salida del colector de Q3 . . . 60

4.9 Salida del colector de Q4, al m´ınimo . . . 61

4.10 Salida del colector Q4, al m´aximo de amplitud . . . 62

4.11 Configuraci´on de potenci´ometros 1 . . . 63

4.12 Salida del circuito con los potenci´ometros a la mitad . . . 63

4.13 Configuraci´on de potenci´ometros 1 . . . 64

4.14 Salida del circuito con los potenci´ometros 1 y 3 al m´aximo y 2 a la mitad . . . 64

4.15 Configuraci´on de potenci´ometros 3 . . . 65

4.16 Salida del circuito con todos los potenci´ometros al m´aximo . . . 65

4.17 Filtro pasa-baja . . . 67

4.18 Mezcla de filtro pasa-baja y pasa-alta . . . 68

4.19 Mezcla de filtro pasa-alta . . . 69

4.20 Montaje para la comprobaci´on del sonido del circuito con una guitarra el´ectrica 70 4.21 Se˜nal de salida del circuito sin distorsi´on . . . 71

4.22 Arm´onicos de la se˜nal de salida limpia . . . 72

(11)

4.23 Se˜nal de salida del circuito con distorsi´on . . . 73

4.24 Arm´onicos de la se˜nal de salida distorsionada . . . 74

5.1 Switch 3PDT. Vista de sus patillas . . . 76

5.2 Posiciones posibles del Switch 3PDT . . . 77

5.3 Conexiones entre el 3PDT y la PCB . . . 77

5.4 Especificaciones de tama˜no del padstack del 3PDT . . . 78

5.5 Especificaciones de las capas del padstack del 3PDT . . . 79

5.6 Footprint para el Switch 3PDT . . . 79

5.7 Especificaciones de tama˜no del padstack del jack de 6.35 mm . . . 80

5.8 Especificaciones de las capas del padstack del jack de 6.35 mm . . . 80

5.9 Footprint para el Switch 3PDT . . . 81

5.10 Circuito de OrCAD utilizado para el dise˜no de la PCB . . . 83

5.11 Dise˜no final de la PCB . . . 84

5.12 Vista en tres dimensiones de la placa dise˜nada . . . 85

(12)
(13)

3.1 Comparaci´on de ganancias en la etapa 1 . . . 43

3.2 Comparaci´on de ganancias en la subetapa 2.1 . . . 45

3.3 Comparaci´on de ganancias en la subetapa 2.2 . . . 47

3.4 Comparaci´on de ganancias en la etapa 4 . . . 51

4.1 Valores de amplitud del filtro medidos con el potenci´ometro al m´ınimo . . . . 66

4.2 Valores de amplitud del filtro medidos con el potenci´ometro a la mitad . . . . 68

4.3 Valores de amplitud del filtro medidos con el potenci´ometro al m´aximo . . . . 69

6.1 Presupuesto del proyecto . . . 88

(14)
(15)

Introducci´ on y objetivos

El prop´osito de este trabajo de fin de grado es analizar un circuito electr´onico que acondicione la se˜nal de audio de salida de una guitarra el´ectrica. Dicho circuito es un pedal de efectos comercial compuesto de diferentes etapas que filtrar´an y tratar´an la se˜nal. La figura 1.1 muestra donde ir´ıa el circuito de acondicionamiento en el esquema global del sistema.

Figura 1.1: Esquema global del sistema

Contexto hist´orico

El circuito analizado en este trabajo es el cl´asico pedal de distorsi´on Big Muff π, de la em- presa estadounidense Electro-Harmonix. La primera versi´on fue dise˜nada en torno a 1970. Se caracteriza por su alta ganancia y su peculiar sustain. El sustain es un par´ametro de audio que define cuanto tiempo permanece el sonido siendo audible. Este circuito ocasiona que el sonido distorsionado adem´as se mantenga m´as en el tiempo. Ha sido utilizado por guitarristas famosos como Jimmy Hendrix, Carlos Santana, Kurt Cobain (Nirvana), David Gilmour (Pink Floyd) o Jack White.

Es uno de los circuitos de efectos m´as vendidos de la historia junto al Ibanez Tube Screamer, el Dunlop Cry Baby, el MXR Phase 90, el Boss CE-2 o el Fuzz Face.

(16)

Posee una amplia respuesta en frecuencia con una frecuencia de corte en torno a 1kHz. Es capaz de pasar de un sonido grave y compacto a uno muy brillante y agudo por lo que ha sido tambi´en muy utilizado por bajistas como Cliff Burton (Metallica).

Este paso de frecuencias bajas a altas a coste de recortar las medias ha sido un punto d´ebil a nivel comercial de este pedal. Esto fue solventado en la versi´on no 10, Bif Muff Pi with Tone Wicker (2009).

Los primeros fueron hechos en Nueva York (Estados Unidos) a finales de los a˜nos 60 y durante los 70. La primera versi´on fue llamada Triangle por la disposici´on de sus potenci´ometros. La cuarta versi´on incluy´o, adem´as, amplificadores operacionales.

Despu´es, en 1980, la empresa quebr´o y se traslad´o su producci´on a otra empresa, Sovtek, ubicada en San Petersburgo (Antigua Uni´on Sovi´etica, actualmente Rusia) desde los 90 has- ta 2009. Durante los a˜nos 80 la producci´on de estos pedales se detuvo y solo se fabricaron amplificadores y v´alvulas de vac´ıo. En Rusia se fabricaron modelos tales como Green Russian (llamado as´ı por el color verde militar de su carcasa), el Civil War (con los colores de ambos bandos de la guerra de Secesi´on) y el Black Versi´on.

Este circuito de acondicionamiento ha tenido decenas de versiones, sobre todo en las primeras d´ecadas de fabricaci´on. Todos se basan en el primer circuito original hecho por Matthews y Myer.

En este proyecto, he decidido analizar la versi´on no 3, realizados entre 1977 y 1978. En la d´ecada de los 2000, EHX decide abrir otra vez en Nueva York. Se manufacturan modelos nuevos como Little Big Muff, Deluxe Big Muff o Big Muff Tone Wicker.

Objetivos del proyecto

Los objetivos desglosados de este trabajo de fin de grado son:

Obtener un modelo anal´ıtico de cada etapa del circuito de acondicionamiento.

Obtener un modelo de simulaci´on de cada etapa del circuito de acondicionamiento.

Lograr una correcta adaptaci´on entre etapas.

Fabricar el prototipo. Montaje en el laboratorio y dise˜no de la PCB.

(17)

An´ alisis te´ orico del circuito

En este cap´ıtulo se expondr´an los fundamentos te´oricos que se han utilizado para establecer el modelo anal´ıtico del circuito.

Se analizar´a cada etapa por separado. Se emplear´a el modelo de an´alisis en peque˜na se˜nal para poder analizar cada etapa utilizando la teor´ıa de circuitos.

Mediante esto se hallar´a un sistema de ecuaciones que, una vez resuelto, nos dar´a el valor de la ganancia de dicha etapa.

(18)

2.1. Descripci´ on general del circuito

El circuito analizado en este proyecto consta de 4 etapas. Posee 4 transistores bipolares BC239 NPN y tres potenci´ometros de 100 kΩ con los que se controla el nivel de distorsi´on y sosteni- miento de la nota, el tono (m´as agudo o m´as grave) y el volumen del efecto. Los transistores ser´an reemplazados por unos BC237 NPN. Dicho cambio se justificar´a en el cap´ıtulo 3.

La primera de ellas amplifica la se˜nal que llega del Jack de entrada. Posee al final un poten- ci´ometro con el que se controla la ganancia de la se˜nal.

La segunda etapa se divide en dos subetapas que vuelven a amplificar en mayor medida la se˜nal y, adem´as, contienen dos pares de diodos enfrentados cada una. Estos diodos recortan la onda causando el efecto de distorsi´on del sonido.

La tercera es un filtro pasa-baja o pasa-alta seg´un la posici´on en la que se encuentre el poten- ci´ometro que contiene. Esta etapa no amplifica, ya que no contiene ning´un transistor.

Y la cuarta etapa es un control del volumen hacia el Jack de salida. Amplifica la se˜nal que llega del filtro y permite controlar el volumen de salida de nuestro efecto.

Adem´as, tambi´en contiene un interruptor 3DPT que realiza un bypass entre la entrada y la salida y el circuito de acondicionamiento con el fin de que, si el circuito no est´a activo, la se˜nal de la guitarra contin´ue llegando al amplificador. Este pulsador se analizar´a posteriormente en el cap´ıtulo 5 con m´as profundidad.

El esquema del circuito de acondicionamiento, figura 2.1, se muestra en la p´agina siguiente.

(19)

Figura2.1:Diagramadelcircuitocompleto

(20)

2.2. Modelo π-h´ıbrido

El prop´osito del an´alisis te´orico es calcular la ganancia de cada etapa del circuito. Para esto, se necesita utilizar un modelo que aproxime el transistor a un funcionamiento lineal.

Este an´alisis, denominado an´alisis en peque˜na se˜nal, consiste en tratar el BJT como una red lineal, en la cual la corriente de colector es proporcional a la corriente de base. La aproximaci´on a peque˜na se˜nal implica mantener la amplitud de la se˜nal lo suficientemente peque˜na de modo que la operaci´on del transistor se restrinja a un segmento casi lineal de la curva exponencial iC − VBE. Los circuitos equivalentes en peque˜na se˜nal modelan la operaci´on del BJT en un punto concreto de polarizaci´on.

El modelo que se ha utilizado para esta modelizaci´on del transistor es el modelo π-h´ıbrido.

En este modelo se reprensenta el BJT como una fuente de corriente con voltaje controlado.

Su esquema es el de la figura 2.2:

Figura 2.2: Diagrama del modelo a peque˜na se˜nal del transitor BJT

(21)

La resistencia ro modeliza el Efecto Early, denominado as´ı en honor a su descubridor, James M. Early. El efecto de Early causa que la corriente del colector dependa no s´olo de VBE sino tambi´en de VCE. La dependencia con respecto a VCE se puede modelar como una resistencia de salida finita a la fuente de corriente controlada en el modelo π-h´ıbrido.

Los pasos a seguir para la aplicaci´on de los circuitos equivalentes en peque˜na se˜nal para su uso en el c´alculo de la ganancia son los siguientes:

Determinar el punto de operaci´on del BJT y el valor de la corriente de colector, IC. C´alculo de los par´ametros del modelo a peque˜na se˜nal seg´un se ver´a a continuaci´on.

Eliminar las fuentes de voltaje DC con un cortocircuito y las de corriente DC con un circuito abierto.

Eliminar los condensadores sustituy´endolos por un circuito abierto.

Reemplazar el BJT con el modelo π-h´ıbrido

Calcular la ganancia del sistema utilizando la teor´ıa de circuitos.

Los par´ametros que intervienen en el c´alculo de los par´ametros de peque˜na se˜nal son:

β: ganancia de corriente del emisor com´un. Se mide directamente sobre el transistor utilizando un pol´ımetro.Tambi´en se encuentra en la hoja del fabricante.

Ic: corriente de colector ro: resistencia de salida VT: voltaje t´ermico

gm: transconductancia del BJT

rπ: resistencia de entrada a peque˜na se˜nal entre la base y el emisor, mirando hacia la base.

iπ: intensidad que atraviesa la resistencia rπ V AF : voltaje de Early

(22)

Los par´ametros del modelo se calculan utilizando las siguientes ecuaciones:

gm = Ic

VT (2.1)

VT = kT q

∼= 26 mV a temperatura ambiente (2.2)

rπ = β

gm (2.3)

ro = V AF

Ic (2.4)

V AF = 50V (2.5)

β = 358 (2.6)

VAF var´ıa entre 50 V y 100 V y la β del transistor se obtiene, o bien midi´endola directamente con un pol´ımetro, o bien de la hoja del fabricante.

Para este proyectp, la β se ha medido como se muestra en la figura 2.3:

Figura 2.3: Medida del par´ametro β del transistor con un mult´ımetro

(23)

2.3. Etapa 1: Entrada

La etapa 1 se encarga de amplificar la se˜nal que llega del jack de entrada, que a su vez sale directamente de la guitarra el´ectrica. El esquema del circuito de la etapa 1 es el de la figura 2.4:

Figura 2.4: Diagrama de la etapa 1

La resistencia de entrada de la siguiente etapa es mucho m´as grande que R5 y est´an en paralelo.

Por este motivo, se desprecia frente a esta. Utilizando el modelo a peque˜na se˜nal se obtiene el siguiente circuito (figura 2.5):

Figura 2.5: Esquema en peque˜na se˜nal de la etapa 1

(24)

El siguiente paso es analizar el circuito mediante el m´etodo de nudos que nos brinda la teor´ıa del an´alisis de circuitos. Se tienen cuatro nudos; tres (nudo B, nudo E y nudo C) m´as el nudo de referencia que en nuestro caso, al estar en electr´onica, es la tierra del sistema.

Figura 2.6: Esquema de los nudos y corrientes en el circuito a peque˜na se˜nal de la etapa 1 Seg´un la primera ley de Kirchhoff, en un nudo la suma de las corrientes que entran en ese nudo es igual a la suma de las corrientes que salen. Por tanto, se tiene el siguiente sistema de ecuaciones para la etapa 1:

Nudo B: i1 = i2+ iπ,1+ i3 (2.7)

Nudo E: i4 = io,1+ iπ,1+ gm1Vπ,1 (2.8) Nudo C: i3+ i5 = io,1+ gm1Vπ,1 (2.9) Utilizando las tensiones de nudo se obtiene:

Nudo B: Vin− VB R1 = VB

R2 + VB− VE

Rπ,1 +VB− VO

R3 (2.10)

Nudo E: VB− VE

Rπ,1 + gm1· (VB− VE) = VE

R4 − VO− VE

ro,1 (2.11)

Nudo C: VB− VO

R3 +VO

R5 = gm1· (VB− VE) + VO− VE

ro,1 (2.12)

(25)

Agrupando t´erminos se tiene:

Nudo B: VB· 1 R1

+ 1 R2

+ 1

Rπ,1

+ 1 R3



+ VE·



− 1 Rπ,1

 + Vo·



− 1 R3



= Vin R1

(2.13)

Nudo E: VB·

 1

Rπ,1 + gm1

 + VE·



− 1

Rπ,1 − gm1− 1 R4 − 1

ro,1

 + VO·

 1 ro,1



= 0 (2.14)

Nudo C: VB· 1

R3 − gm1



+ VE ·



gm1+ 1 ro,1



+ VO·



− 1 R3 − 1

R5 − 1 ro,1



= 0 (2.15) Ahora se puede expresar el sistema de ecuaciones en la forma matricial A · X = B :

Donde A ser´ıa:

A :

 1 R1 +R1

2 +R1

π,1 +R1

3

 

R1

π,1

 

R1

3



 1

Rπ,1 + gm1

 

R1

π,1 − gm1R1

4r1

o,1

 

1 ro,1



 1

R3 − gm1 

gm1+ r1

o,1

 

R1

3R1

5r1

o,1



(2.16)

X ser´ıa:

X :

 VB VE VO

 (2.17)

Y B ser´ıa:

B :

Vin/R1 0 0

 (2.18)

La ganancia del sistema ser´a la relaci´on entre el voltaje de entrada y el de salida:

Av = VOU T

VIN (2.19)

(26)

En el caso de esta etapa, encontramos que resolviendo la tercera ecuaci´on del sistema podremos hallar la relaci´on Vout/Vin, la cual se transforma en VO/Vin.

Para obtener esta relaci´on se ha utiliza el m´etodo de Cramer:

VO = detN

detD (2.20)

Siendo N:

 1 R1 +R1

2 +R1

π,1 +R1

3

 

R1

π,1

 

VRin

1



 1

Rπ,1 + gm1 

R1

π,1 − gm1R1

4r1

o,1

 0

 1

R3 − gm1 

gm1+ r1

o,1



0

(2.21)

Y siendo D:

 1 R1 +R1

2 +R1

π,1 +R1

3

 

R1

π,1

 

R1

3



 1

Rπ,1 + gm1 

R1

π,1 − gm1R1

4r1

o,1

 

1 ro,1



 1

R3 − gm1 

gm1+ r1

o,1

 

R1

3R1

5r1

o,1



(2.22)

Adem´as, los valores num´ericos de esta etapa son:

R1 = 39 kΩ R2 = 47 kΩ R3 = 470 kΩ R4 = 100 Ω R5 = 10k Ω

Ic = 179.6 ·10−6 A VT = 26·10−3 V

gm1 = 6.9077·10−3−1 β = 358

Rπ = 51826.28 Ω V AF = 50 V ro = 445434.3 Ω

(27)

Resolviendo la ecuaci´on y particularizando para los valores num´ericos anteriores, se obtiene:

−6,99889 · VIN = VO (2.23)

Por tanto, la ganancia de esta etapa para una Vin = 1V es:

VO

Vin = Av = −6,99889 (2.24)

El signo negativo se debe a que, en configuraci´on de emisor com´un, estos transistores invierten la polaridad de la se˜nal.

(28)

2.4. Etapa 2: Sustain

La etapa siguiente vuelve a amplificar la se˜nal que entra de la etapa 1 y adem´as, la recorta produciendo el efecto de distorsi´on. Contiene dos subetapas en serie. El circuito de la etapa 2 es el siguiente (figura 2.7):

Figura 2.7: Diagrama de la etapa 2

(29)

2.4.1. Etapa 2.1

El esquema del circuito de la etapa 2.1, figura 2.8 es:

Figura 2.8: Diagrama de la etapa 2.1

Ahora, se realiza el mismo proceso que se utiliz´o para la etapa 1. Usando el modelo a peque˜na se˜nal se obtiene el circuito de la figura 2.9:

Figura 2.9: Esquema en peque˜na se˜nal de la etapa 2

(30)

Y los nudos y corrientes utilizados son (figura 2.10):

Figura 2.10: Esquema de los nudos y corrientes en el circuito a peque˜na se˜nal de la etapa 2 Seg´un la primera ley de Kirchhoff para la etapa 2.1 se tienen las ecuaciones:

Nudo B: i7 = i8+ iπ,2,1+ i9 (2.25)

Nudo E: i15= io,2,1+ iπ,2,1+ gm1Vπ,2,1 (2.26) Nudo C: i9+ i10= io,2,1+ gm2,1Vπ,2,1 (2.27)

Utilizando las tensiones de nudo se obtiene:

Nudo B: Vin− VB

R7 −VB

R8 − VB− VE

Rπ,2,1 +VB− VO

R9 = 0 (2.28)

Nudo E: VE

R15 − VB− VE

Rπ,2,1 − gm2,1· (VB− VE) − VO− VE

ro,2,1 = 0 (2.29)

Nudo C: VB− VO

R9 − VO

R10 − gm2,1· (VB− VE) −VO− VE

ro,2,1 = 0 (2.30)

(31)

Agrupando t´erminos se tiene:

Nudo B: VB·



− 1 R7

− 1 R8

− 1

Rπ,2,1

− 1 R9



+ VE ·

 1

Rπ,2,1

 + Vo·



− 1 R9



= Vin R7

(2.31)

Nudo E: VB·



− 1

Rπ,2,1 − gm2,1

 + VE·

 1

Rπ,2,1 + gm2,1+ 1

R15 − 1 ro,2,1

 + VO·

 1 ro,2,1



= 0 (2.32) Nudo C: VB· 1

R9

− gm2,1

 +VE·



gm2,1+ 1 ro,2,1

 +VO·



− 1 R10

− 1 R10

− 1

ro,2,1



= 0 (2.33)

Ahora se puede expresar el sistema de ecuaciones en la forma matricial A · X = B : A ser´ıa:

A :

−

1 R7 +R1

8 +R1

π,2,1 + R1

9

 

1 Rπ,2,1

 

1 R9



−R1

π,2,1 + gm2,1 

1

Rπ,2,1 + gm2,1+R1

15 +r 1

o,2,1

 −r1

o,2,1

 1

R9 − gm2,1 

gm2,1+ r1

o,2,1

 

R1

9R1

10r1

o,2,1



 (2.34) X ser´ıa:

X :

 VB VE VO

 (2.35)

Y B es:

B :

Vin/R7

0 0

 (2.36)

La ganancia del sistema ser´a la relaci´on entre el voltaje de entrada y el de salida:

Av = VOU T

VIN (2.37)

(32)

De nuevo, para obtener esta relaci´on se utiliza el m´etodo de Cramer:

VO = detN

detD (2.38)

Siendo N:

−

1 R7 +R1

8 +R1

π,2,1 +R1

9

 

1 Rπ,2,1



(−V in/R7)

−R1

π,2,1 + gm2,1 

1

Rπ,2,1 + gm2,1+R1

15 + r1

o,2,1



0

 1

R9 − gm2,1 

gm2,1+r 1

o,2,1



0

(2.39)

Y siendo D:

−

1 R7 +R1

8 +R1

π,2,1 + R1

9

 

1 Rπ,2,1

 

1 R9



−R1

π,2,1 + gm2,1 

1

Rπ,2,1 + gm2,1+R1

15 +r 1

o,2,1

 −r1

o,2,1

 1

R9 − gm2,1 

gm2,1+ r1

o,2,1

 

R1

9R1

10r1

o,2,1



 (2.40)

Adem´as, los valores num´ericos de esta etapa son:

R7 = 10 kΩ R8 = 100 kΩ R9 = 470 kΩ R10 = 10 kΩ R15 = 150 Ω Ic = 426.1·10−6 A VT = 26·10−3 V

gm2,1 = 1.638895·10−2−1 β = 358

Rπ = 21844.64 Ω V AF = 50V ro= 187749.355 Ω

(33)

Resolviendo la ecuaci´on y particularizando para los valores num´ericos anteriores, se obtiene:

−20,6808 · VIN = VO (2.41)

Por tanto, la ganancia de esta etapa para una Vin = 1V es:

VO

Vin = Av = −20,6808 (2.42)

El signo negativo se debe a que en configuraci´on de emisor com´un, estos transistores invierten la polaridad de la se˜nal.

(34)

2.4.2. Etapa 2.2

El circuito de la etapa 2.2 se muestra en la figura 2.11:

Figura 2.11: Diagrama de la etapa 2.2

Se hace lo mismo para esta subetapa que lo realizado para la anterior. Con el modelo a peque˜na se˜nal se obtiene el circuito de la figura 2.12:

Figura 2.12: Esquema en peque˜na se˜nal de la etapa 2.2

(35)

Y los nudos y corrientes utilizados se muestran en la figura 2.13:

Figura 2.13: Esquema de los nudos y corrientes en el circuito a peque˜na se˜nal de la etapa 2.2

Seg´un la primera ley de Kirchhoff para la etapa 2.2 se tiene:

Nudo B: i11 = i14+ iπ,2,2+ i12 (2.43) Nudo E: i22 = io,2,2+ iπ,2,2+ gm2,2Vπ,2,2 (2.44) Nudo C: i12+ i13= io,2,2+ gm2,2Vπ,2,2 (2.45)

Utilizando las tensiones de nudo y agrupando t´erminos se tiene:

Nudo B: VB·

 + 1

R11

+ 1 R14

+ 1

Rπ,2,2

+ 1 R12



+ VE ·



− 1

Rπ,2,2



+ VO·



− 1 R12



= Vin R11

(2.46) Nudo E: VB·

 1

Rπ,2,2 + gm2,2

 +VE·



− 1

Rπ,2,2 − gm2,2− 1

R22 − 1 ro,2,2

 +VO·

 1 ro,2,2



= 0 (2.47) Nudo C: VB·

 1

R12 − gm2,2

 + VE·



−gm2,2− 1 ro,2,2

 + VO·



− 1

R12 − 1

R13 − 1 ro,2,2



= 0 (2.48)

(36)

Ahora podemos se puede expresar el sistema de ecuaciones en la forma matricial A · X = B : Donde A es:

A :

 +R1

11 +R1

14 + R1

π,2,2 + R1

12

 

R1

π,2,2

 

R1

12



 1

Rπ,2,2 + gm2,2

 

R1

π,2,2 − gm2,2R1

22r 1

o,2,2

 

1 ro,2,2



 1

R12 − gm2,2 

−gm2,2r 1

o,2,2

 

R1

12R1

13r1

o,2,2



 (2.49) X ser´ıa:

X :

 VB VE VO

 (2.50)

Y B entonces ser´ıa:

B :

Vin/R11

0 0

 (2.51)

La ganancia del sistema ser´a la relaci´on entre el voltaje de entrada y el de salida:

Av = VOU T

VIN (2.52)

De nuevo, para obtener esta relaci´on se utiliz´o el m´etodo de Cramer:

VO = detN

detD (2.53)

(37)

Siendo N:

 +R1

11 +R1

14 + R1

π,2,2 + R1

12

 

R1

π,2,2

 

R1

12



 1

Rπ,2,2 + gm2,2 

R1

π,2,2 − gm2,2R1

22r 1

o,2,2

 

1 ro,2,2



Vin/R11 0 0

(2.54)

Y siendo D:

 +R1

11 + R1

14 +R1

π,2,2 + R1

12

 

R1

π,2,2

 

R1

12



 1

Rπ,2,2 + gm2,2 

R1

π,2,2 − gm2,2R1

22r 1

o,2,2

 

1 ro,2,2



 1

R12 − gm2,2 

−gm2,2r1

o,2,2

 

R1

12R1

13r 1

o,2,2



 (2.55)

Adem´as, los valores num´ericos de esta etapa son:

R11 = 10 kΩ R12 = 470 kΩ R13 = 10 kΩ R14 = 100 kΩ R22 = 150 Ω Ic = 394.2·10−6 A VT = 26 · 10−3 V

gm2,2 = 1.516154·10−2−1 β = 358

Rπ = 23612 Ω VAF = 50 V ro = 202942.7 Ω

(38)

Resolviendo la ecuaci´on y particularizando para los valores num´ericos anteriores, se obtiene:

−20,2297 · VIN = VO (2.56)

Por tanto, la ganancia de esta etapa para una Vin = 1V es:

VO

Vin = Av = −20,2297 (2.57)

El signo negativo se debe a que en configuraci´on de emisor com´un, estos transistores invierten la polaridad de la se˜nal.

(39)

2.5. Etapa 3: Tono

La etapa que se analiza a continuaci´on es un filtro que se transforma en pasa-baja o pasa-alta seg´un var´ıa la posici´on del potenci´ometro. En una posici´on intermedia se comporta como un filtro elimina-banda.

Generalizando, cuando X tiende a 0 o lo que es lo mismo, el potenci´ometro est´a al m´ınimo, el filtro se comporta como un filtro pasa-baja. Y cuando X tiende a 1, con el potenci´ometro al m´aximo, el filtro es un pasa-alta.

El esquema de la etapa aparece en la figura 2.14:

Figura 2.14: Diagrama de la etapa 3

(40)

Para realizar el an´alisis de esta parte del circuito, se descompone el filtro de la manera que sigue en la figura 2.15:

Figura 2.15: Esquema del filtro

Para analizar esta etapa, se establecieron nudos y puntos de medida de la tensi´on de esta forma (figura 2.16):

(41)

Figura 2.16: Esquema de los nudos y corrientes en el circuito de la etapa 3

Las ecuaciones de cada nudo son:

Nudo A: i23+ iR= iC11 (2.58)

Nudo O: iR = iR (2.59)

Nudo B: iC9 = iR+ i17 (2.60)

Utilizando las tensiones de nudo se obtiene:

Nudo A: Vin− VA

R23

+ VO− VA

R · X = VA

−j w·C11

(2.61)

Nudo O: VB− VO

R · (1 − X) = VO− VA

R · X (2.62)

Nudo B: Vin− VB

−j w·C9

= VB R17

+ VB− VO

R · (1 − X) (2.63)

(42)

Agrupando t´erminos se tiene:

Nudo B: VA· w · C11

−j + 1

R23

+ 1

R · X



+ VO·



− 1

R · X



= Vin R23

(2.64)

Nudo E: VA·

 1

R · X

 + VB·

 1

R · (1 − X)

 + VO·



− 1

R · (1 − X)− 1 R · X



= 0 (2.65)

Nudo C: VB· w · C9

−j + 1

R17 + 1 R · (1 − X)



+ VO·



− 1

R · X



= Vin·w · C9

−j (2.66)

Ahora se puede expresar el sistema de ecuaciones en la forma matricial A · X = B :

Donde A ser´ıa:

A :



j · w · C11+R1

23 +R·(1−X)1 

0 −R·X1

1 R·X

1 R·(1−X)



R·(1−X)1R·X1 

0 

j · w · C9+ R1

17 +R·(1−X)1 

R·(1−X)1

 (2.67) X ser´ıa:

X :

 VA VO VB

 (2.68)

Y B ser´ıa:

B :

 1/R23

0 jwC9

 (2.69)

La ganancia del sistema ser´a la relaci´on entre el voltaje de entrada (al que se le da el valor 1 para simplificar c´alculos) y el de salida.

Av = VOU T

VIN (2.70)

(43)

Para obtener esta relaci´on se us´o el m´etodo de Cramer:

VO = detN

detD (2.71)

Siendo N:

N :



j · w · C11+R1

23 + R·(1−X)1 

0 −R1

23

1 R·X

1

R·(1−X) 0

0 

j · w · C9+ R1

17 +R·(1−X)1 

jwC9

(2.72)

Y siendo D:

D :



j · w · C11+R1

23 +R·(1−X)1



0 −R·X1

1 R·X

1 R·(1−X)

−R·(1−X)1R·X1 

0 

j · w · C9+ R1

17 +R·(1−X)1 

R·(1−X)1

 (2.73) Adem´as, los valores num´ericos de esta etapa son:

R = 100 kΩ R17 = 22 kΩ R23 = 39 kΩ C9 = 4 nF C11 = 10 nF

Como en este caso se han de realizar operaciones con n´umero complejos, habr´a que calcular el m´odulo de dicho complejo.

Av = |detN detD| =√

R2+ I2 (2.74)

Resolviendo este sistema con MATLAB y dando valores a la frecuencia en ω para cinco valores diferentes de X (posici´on del potenci´ometro), se obtienen varias gr´aficas:

(44)

Gr´afica para X=0.0001, figura 2.17:

Figura 2.17: Gr´afica del comportamiento en frecuencia del filtro para X=0.0001 En esta imagen se observa claramente como el filtro se corresponde con un filtro pasa-baja.

Gr´afica para X=0.25, figura 2.18:

Figura 2.18: Gr´afica del comportamiento en frecuencia del filtro para X=0.25

Para este valor de X, el filtro a´un continua siendo un pasa-baja pero m´as atenuado y en torno a 1000 Hz se empieza a asemejar a un filtro elimina-banda, que es el que se obtiene cuando X=0.5.

(45)

Gr´afica para X=0.5, figura 2.19:

Figura 2.19: Gr´afica del comportamiento en frecuencia del filtro para X=0.5

En esta configuraci´on se tiene el filtro elimina-banda, con una ca´ıda de la ganancia en torno a 1000 Hz.

Gr´afica para X=0.75, figura 2.20:

Figura 2.20: Gr´afica del comportamiento en frecuencia del filtro para X=0.75

Aqu´ı el filtro elimina-banda de antes se empieza a transforma en uno pasa-alta al dejar pasar las frecuencias m´as altas.

(46)

Gr´afica para X=0.9999, figura 2.21:

Figura 2.21: Gr´afica del comportamiento en frecuencia del filtro para X=0.9999

Para cuando X vale casi 1, se ve en la gr´afica de manera clara que se comporta como un filtro que deja pasar s´olo las frecuencias m´as altas a partir de los 1000 Hz.

(47)

2.6. Etapa 4: Volumen

Esta ´ultima etapa vuelve a amplificar la se˜nal que le llega de las etapas anteriores. La ganancia se controla con un potenci´ometro. El esquema del circuito de la etapa 4 es el mostrado en la figura 2.22:

Figura 2.22: Diagrama de la etapa 4

Utilizando el modelo a peque˜na se˜nal se obtiene el siguiente circuito (figura 2.23):

Figura 2.23: Esquema en peque˜na se˜nal de la etapa 4

(48)

Y los nudos y corrientes usados en el an´alisis se muestran en la figura 2.24:

Figura 2.24: Esquema de los nudos y corrientes en el circuito a peque˜na se˜nal de la etapa 2

Esta etapa es m´as sencilla de analizar ya que est´a determinado uno de los nudos, el nudo B, ya que VB = Vin. Seg´un la primera ley de Kirchhoff, se tiene:

Nudo E: iπ,4+ gm4Vπ,4+ io,4 = i21 (2.75)

Nudo C: gm4Vπ,4+ io,4= i20 (2.76)

Desarrollando con las tensiones de nudo y agrupando t´erminos queda:

Nudo E: VE·



− 1

Rπ,4 − gm4− 1

ro,4 − 1 R21

 + VO·

 1 ro,4



= −Vin·

 1

Rπ,4 + gm4



(2.77)

Nudo C: VE·



−gm4− 1 ro,4

 + VO·

 1

ro,4 + 1 R20



= −Vin· (gm4) (2.78)

(49)

Ahora se expresa el sistema de ecuaciones en la forma matricial A · X = B :

Donde A ser´ıa:

A :

−R1

π,4 − gm4r1

o,4R1

21

 

1 ro,4



−gm4r1

o,4

 

1 ro,4 + R1

20



 (2.79)

X ser´ıa:

X : VE VO



(2.80) Y B ser´ıa:

B : −Vin·

1

Rπ,4 + gm4



−Vin· (gm4)

!

(2.81)

La ganancia del sistema ser´a la relaci´on entre el voltaje de entrada y el de salida:

Av = VOU T VIN

(2.82) Utilizaremos el m´etodo de Cramer:

VO = detN

detD (2.83)

Donde N ser´ıa:

N :

−R1

π,4 − gm4r1

o,4R1

21

 −Vin·

1

Rπ,4 + gm4

−gm4r1

o,4

 −Vin· (gm4)

 (2.84)

Y donde D ser´ıa:

D :

−R1

π,4 − gm4r1

o,4R1

21

 

1 ro,4



−gm4r1

o,4

 

1 ro,4 + R1

20



 (2.85)

(50)

Adem´as, los valores num´ericos de esta etapa son:

R180 = 10 kΩ R19 = 100 kΩ Req = 470 kΩ R20 = 10 kΩ R21 = 150 Ω Ic = 299.3·10−6 A VT = 26·10−3 V

gm4 = 1.1512·10−2−1 β = 358

Rπ = 31097.985 Ω V AF = 50 V ro = 167056.5 Ω

Resolviendo la ecuaci´on y particularizando para los valores num´ericos anteriores, se obtiene:

4,0227 · VIN = VO (2.86)

Por tanto, la ganancia de esta etapa para una Vin = 1V es:

VO Vin

= Av = 4,0227 (2.87)

(51)

Simulaci´ on del circuito en PSpice

En esta parte del proyecto se comprueba el an´alisis te´orico realizado mediante la simulaci´on del circuito completo y sus diferentes etapas. Para esto se trazar´a el circuito en OrCAD y posteriormente se simular´a utilizando la herramienta PSpice, ambos de la empresa Cadence Design Systems.

(52)

3.1. Justificaci´ on del cambio de transistor BC239 a BC237

El circuito original de este circuito de acondicionamiento contiene transistores bipolares NPN BC239. El motivo por el que se ha decidido sustituirlos es simplemente porque no se pudo tener existencias de dicho transistor. Se opt´o por buscar uno que realizase una funci´on similar.

Se encontr´o el transistor bipolar NPN BC237 como sustituto.

En las dos siguientes figuras, figura 3.1 y figura 3.2, se aprecia como realizando un an´alisis en frecuencia de ambos transistores, la gr´afica de la respuesta obtenida es muy similar.

Figura 3.1: An´alisis en frecuencia del transistor BC239 en la etapa 1

Figura 3.2: An´alisis en frecuencia del transistor BC237 en la etapa 1

(53)

3.2. Simulaci´ on del circuito completo

En esta secci´on, se ha realizado un an´alisis en el dominio del tiempo del circuito completo para verificar que cada etapa cumple su prop´osito. Se ha medido en la entrada y en la salida (colector) de cada etapa. El circuito completo se muestra en la figura 3.3:

Figura 3.3: Circuito completo en OrCAD

Las especificaciones de la simulaci´on en PSPice aparecen en la figura 3.4:

Figura 3.4: Especificaciones para el an´alisis en el dominio del tiempo del circuito completo

(54)

Despu´es de realizar esta simulaci´on, se obtienen las siguientes se˜nales (figura 3.5):

Figura 3.5: Se˜nal en diferentes puntos del circuito

Analizando estas curvas se observa lo siguiente:

La curva morada es la entrada al circuito. Es una se˜nal de 100 mV de amplitud y 440 Hz de frecuencia.

La salida del colector de transistor Q1 (se˜nal verde) muestra como esta etapa amplifica bastante la se˜nal de entrada, como debe ser.

En la siguiente etapa, la subetapa 2.1, los diodos deben recortar la se˜nal que entra (se˜nal turquesa) y volver a amplificarla (se˜nal roja).

La subetapa 2.2 es igual que la subetapa 2.1, amplifica y recorta.

En el filtro se produce una ca´ıda de tensi´on. Esto se solventa en la etapa 4 volviendo a amplificar la se˜nal que entra. En la salida (se˜nal amarilla) se observa claramente la caracter´ıstica tienen los transistores en una configuraci´on de emisor com´un: invierten la se˜nal de salida respecto a la de entrada (se˜nal azul), adem´as de amplificarla.

Estas simulaciones han sido hechas suponiendo que todos los potenci´ometros est´an en una posici´on intermedia e igual, esto es, 50 kΩ.

(55)

Poniendo todos los potenci´ometros al m´aximo (100 kΩ.), se obtienen las curvas de la figura 3.6:

Figura 3.6: Se˜nales con los potenci´ometros al m´aximo Se observa como aumenta la amplitud de las se˜nales.

(56)

3.3. Simulaci´ on de la etapa 1

El circuito utilizado para la comprobaci´on de esta etapa se muestra en la figura 3.7:

Figura 3.7: Circuito de la etapa 1 en OrCAD

Para el an´alisis de esta etapa individualmente y de las siguientes se ha realizado un an´alisis en frecuencia con el programa para obtener la ganancia de cada etapa. Esta ganancia debe ser similar a la obtenida con los c´alculos te´oricos.

(57)

Los valores (figura 3.8) del an´alisis en frecuencia son:

Figura 3.8: Especificaciones para el an´alisis en el dominio de la frecuencia de la etapa 1 Con esto se obtiene la gr´afica de la figura 3.9:

Figura 3.9: Ganancia de la etapa 1

Se observa que para aproximadamente 64 Hz, se tiene un m´aximo en el voltaje en el colector que se corresponde con VO = 6,811V para una entrada de 1V. Por tanto este es el valor de la ganancia en la simulaci´on. Comparando las ganancias que se han obtenido en el apartado te´orico y en la simulaci´on, queda seg´un la tabla 3.1:

Ganancia te´orica Ganancia en la simulaci´on

6.99889 6.811

Tabla 3.1: Comparaci´on de ganancias en la etapa 1

(58)

3.4. Simulaci´ on de la etapa 2

3.4.1. Simulaci´ on de la etapa 2.1

En la figura siguiente, figura 3.10 se muestra el circuito utilizado para la comprobaci´on de esta etapa:

Figura 3.10: Circuito de la etapa 2.1 en OrCAD

Los valores del an´alisis en frecuencia son los mismos para esta subetapa, la subetapa 2.2 y la etapa 4.

(59)

Con esto se obtiene la gr´afica de la figura 3.11:

Figura 3.11: Ganancia de la etapa 2.1

Se observa que para aproximadamente 391 Hz, se tiene un m´aximo en el voltaje en el colector que se corresponde con VO = 16,434V para una entrada de 1V. Por tanto este es el valor de la ganancia en la simulaci´on.

Comparando las ganancias que se han obtenido en el apartado te´orico y en la simulaci´on queda la tabla 3.2:

Ganancia te´orica Ganancia en la simulaci´on

20.6808 16.434

Tabla 3.2: Comparaci´on de ganancias en la subetapa 2.1

La ganancia obtenida en el apartado te´orico es mayor que la obtenida en el apartado de la simulaci´on. Esto se debe a que en los modelos te´oricos de peque˜na se˜nal no se han incluido las capacidades internas del transistor.

(60)

3.4.2. Simulaci´ on de la etapa 2.2

El circuito utilizado para la comprobaci´on de esta etapa ha sido el que aparece en la figura 3.12:

Figura 3.12: Circuito de la etapa 2.2 en OrCAD

(61)

Con esto se obtiene la gr´afica de la figura 3.13:

Figura 3.13: Ganancia de la etapa 2.2

Se observa que para aproximadamente 385 Hz, se tiene un m´aximo en el voltaje en el colector que se corresponde con VO = 17,725V para una entrada de 1V. Por tanto este es el valor de la ganancia en la simulaci´on.

Comparando las ganancias se que han hallado en el apartado te´orico y en la simulaci´on queda seg´un la tabla 3.3:

Ganancia te´orica Ganancia en la simulaci´on

20.2297 17.725

Tabla 3.3: Comparaci´on de ganancias en la subetapa 2.2

La ganancia hallada en el apartado te´orico es mayor que la obtenida en el apartado de la simulaci´on por el mismo motivo que en la etapa 2.1., que no se han incluido las capacidades internas del transistor.

(62)

3.5. Simulaci´ on de la etapa 3

Para la simulaci´on de esta etapa se ha utilizado el esquema de la figura 3.14:

Figura 3.14: Circuito de la etapa 3 en OrCAD

Esta simulaci´on ha sido diferente a las de las dem´as etapas. Se ha realizado un barrido pa- ram´etrico en el an´alisis en frecuencia de la etapa. Se han hallado distintas curvas de la se˜nal de salida del filtro para valores de X (posici´on del potenci´ometro) que van de 0.1 a 0.9. La configuraci´on del barrido se muestra en la figura 3.15.

Figura 3.15: Valores utilizados en el an´alisis param´etrico

(63)

Las diferentes se˜nales de salida en funci´on de X se muestran en la figura 3.16

Figura 3.16: Diferentes curvas de salida seg´un la posici´on del potenci´ometro de la etapa 3

Se observa claramente en la figura 3.16 como el filtro cambia su configuraci´on a ser un filtro pasa-baja, elimina-banda o pasa-alta seg´un var´ıe la posici´on del potenci´ometro, modelizada con X.

(64)

3.6. Simulaci´ on de la etapa 4

El circuito que se ha utilizado en la simulaci´on de la ´ultima etapa se muestra en la figura 3.17:

Figura 3.17: Circuito de la etapa 4 en OrCAD

En esta etapa se ha simulado hasta 100 MHz.

(65)

Con esto se obtiene la gr´afica siguiente (figura 3.18):

Figura 3.18: Ganancia de la etapa 4

Se observa que se tiene un m´aximo en el voltaje en el colector que se corresponde con VO = 4,4037V para una entrada de 1V, siendo este el valor de la ganancia en la simulaci´on.

Comparando las ganancias se han obtenido en el apartado te´orico y en la simulaci´on en la tabla 3.4, queda:

Ganancia te´orica Ganancia en la simulaci´on

4.0227 4.4037

Tabla 3.4: Comparaci´on de ganancias en la etapa 4

(66)
(67)

Prototipado del circuito. Montaje en el laboratorio

4.1. Material utilizado

Para el montaje del circuito en el laboratorio se ha utilizado lo siguiente:

Osciloscopio para visualizaci´on de la se˜nal.

Fuente de continua para la polarizaci´on del circuito.

Generador de funciones para generar la se˜nal de entrada.

Ordenador para obtenci´on de la imagen con la se˜nal del osciloscopio.

El puesto de trabajo del laboratorio donde se realiz´o el montaje fue el de la figura 4.1:

Figura 4.1: Puesto en el laboratorio

Referencias

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