Diseño y simulación de un convertidor de doble puente activo (DAB) con control de corriente pico

(1)

FACULTAD DE INGENIER´IA

PROYECTO CURRICULAR DE INGENIER´IA ELECTR ´ONICA

Proyecto de Grado para optar al t´ıtulo de Ingeniero Electr´

onico

DISE ˜

NO Y SIMULACI ´

ON DE UN

CONVERTIDOR DE DOBLE PUENTE

ACTIVO (DAB) CON CONTROL DE

CORRIENTE PICO.

PRESENTADO POR :

David Ricardo Leiva Aya cod.20092005046

Director:

Javier Antonio Guacaneme Moreno

Profesor Asociado Facultad de Ingenier´ıa

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Agradecimientos

Gracias a mis padres Armando y Maria Luisa ya que ellos fueron quienes siempre estuvieron apoy´andome con todo su esfuerzo y dedicaci´on.

A mi esposa Andrea y mi hijo Santiago quienes en todo momento me ofre-cieron su cari˜no y me acompa˜naron en los buenos y malos momentos. Al ingeniero Javier Guacaneme por guiarme y ayudarme en el desarrollo de mi trabajo de grado.

A mis compa˜neros de universidad que me apoyaron en este camino.

A la Universidad Distrital Francisco Jos´e de Caldas por brindarme una for-maci´on integral como profesional.

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Resumen

Los convertidores DC/DC bidireccionales han tomado en los ´ultimos tiempos una gran importancia, ya que esta tecnolog´ıa busca mejorar el rendimiento y aumentar la fiabilidad de los sistemas, obteniendo circuitos m´as simples y que permiten un ahorro de energ´ıa significativo.

El convertidor de doble puente activo DAB, de sus siglas en ingles “Dual Active Bridge”, es una de las topolog´ıas más utilizadas en la obtención, al-macenamiento y distribución de energ´ıa, ya que ofrece una gran densidad de potencia, alta eficiencia, aislamiento galvánico, la posibilidad de realizar un control por desplazamiento de fase simple y tener conmutación suave ZVS (Zero Voltage Switching). La técnica de control por corriente pico CIC, por sus siglas (Current Inyected Control) fue la que se analizó y comparo con respecto al control de corriente promedio ACC (Average Current Control), para conocer las ventajas que este control nos puede brindar.

El diseño y simulación se realizó para una potencia nominal de 20000W, un voltaje de entrada de 540V, un voltaje de salida que puede variar entre 62,5≤Vo ≤125 y una relación de transformación n=5.

Palabras claves: Convertidor bidireccional, desplazamiento de fase simple, ZVS, ACC, CIC.

ABSTRACT

In recent times the bidirectional DC/DC converters have taken great im-portance. Specially for improve the performance and increase efficiency in order to increase systems reliability, circuits gets simpler and allows signifi-cant energy savings.

The dual active bridge converter DAB, is one of the topologies used in gene-ration, storage and distribution of energy. It offers a high power density, high

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RESUMEN III efficiency, isolation, phase shift control and Zero voltage switching (ZVS). The peak current control technique known as CIC was analyzed and compa-red to advantages and requirements provided with Average Current Control (ACC).

Design and simulation was performed for a nominal power of 20000W, Input voltage 540V , output voltage in the range of 62.5 V to 125 V and transfor-mation ratio n = 5.

(5)

´

_{Indice general}

3. OPERACI ´ON EN ESTADO ESTABLE DEL CONVERTI-DOR DE DOBLE PUENTE ACTIVO (DAB) 15 3.1. MODELO SIMPLIFICADO DAB . . . 17

(6)

´_{INDICE GENERAL} _V

3.3. MODULACI ´ON POR DESPLAZAMIENTO DE FASE

SIM-PLE (SPS) . . . 20

3.4. DISE ˜NO ETAPA DE POTENCIA DAB . . . 22

4. CONTROL MODO CORRIENTE PROMEDIO Average Cu-rrent Control (ACC), del DAB 25 4.1. REGULADOR Gi(s) . . . 26

4.2. SIMULACI ´ON PROTOTIPO DAB CON ACC . . . 27

4.2.1. ETAPA DE POTENCIA DEL DAB . . . 27

4.2.2. REGULADOR Gi . . . 28

4.2.3. MODULADOR DE FASE . . . 29

4.2.4. RESPUESTA EN R´EGIMEN PERMANENTE (ACC) 29 5. CONTROL MODO CORRIENTE PICO Current Inyected Control (CIC), del DAB 31 5.1. PROPUESTA CIC APLICADO AL DAB . . . 31

5.1.1. C ´ALCULOS PARA il ref . . . 33

5.1.2. BLOQUE DE COMPARACI ´ON . . . 35

5.1.3. BLOQUE DE MODULACI ´ON . . . 38 5.1.4. RESPUESTA EN R´EGIMEN PERMANENTE (CIC) . 41

6. AN ´ALISIS DE RESULTADOS 42

7. CONCLUSIONES 51

(7)

(8)

´

_{Indice de figuras}

1.1. Esquem´atico de un convertidor DC-DC de doble puente activo. 2 2.1. Convertidor elevador bidireccional sin aislamiento galv´anico,

para un flujo de potencia de V1 a V2. . . 7

2.2. Convertidor reductor bidireccional sin aislamiento galv´anico, para un flujo de potencia de V1 a V2. . . 7

2.3. Convertidor elevador-reductor bidireccional sin aislamiento gal-vanico. . . 8

2.4. Convertidor elevador-reductor bidireccional en cascada sin ais-lamiento galv´anico. . . 9

2.5. Convertidor bidireccional Flyback. . . 10

2.6. Convertidor bidireccional basado en dos medios puentes. . . . 11

2.7. Convertidor de doble puente activo (DAB). . . 11

2.8. Esquema b´asico control en modo tensi´on. . . 12

2.9. Esquema b´asico control en modo corriente promedio. . . 13

2.10. Esquema b´asico control en modo de corriente pico. . . 14

3.1. Esquema del convertidor de doble puente activo. . . 15

3.2. Se˜nales de conmutaci´on del DAB. . . 16

3.3. Se˜nales de tensi´on del DAB con flujo de potencia directo. . . . 17

3.4. Esquema simplificado del convertidor DAB. . . 18

3.5. Forma de onda de la corriente en la inductancia de un DAB tomado de [16]. . . 19

(9)

VIII ´INDICE DE FIGURAS

4.4. Contenido interno regulador Gi. . . 28

4.5. Subcircuito modulador de fase. . . 29

4.6. Respuesta en r´egimen permanente, controlando Vi = 540V, Vo = 110V y Po = 20kW. . . 30

4.7. Respuesta en r´egimen permanente, controlando Vi = 540V, Vo = 80V, Po = 20kW. . . 30

5.8. Señales de referencia, corriente en la bobina, señales set y reset del bloque de modulación y señales S5 S8. . . 36

5.9. Circuito de comparaci´on caso2. . . 37

5.10. Se˜nales de referencia caso2 y corriente iL. . . 37

5.11. Se˜nales D1, D2 y P W M N EG. . . 38

5.12. Modulador de fase caso1. . . 38

5.13. Se˜nales de entrada y salida del modulador de fase caso1. . . . 39

5.14. Se˜nales de entrada y salida del modulador de fase caso2. . . . 39

5.15. Modulador de fase caso2. . . 40 6.5. Comportamiento del sistema ante escal´on de carga Rload=Rload/2, CIC a potencia nominal. . . 47

6.6. Comportamiento del sistema ante escal´on de carga Rload=Rload/2, ACC a potencia nominal. . . 47

6.7. Comportamiento del sistema ante escal´on de carga Rload=2Rload, CIC a potencia nominal. . . 48

(10)

´_{INDICE DE FIGURAS} _IX

(11)

(12)

´

_{Indice de tablas}

2.1. Clasificaci´on de los convertidores bidireccionales con

aislamien-to galv´anico. Tomado de: Zhao, Song, Liu y Sun, 2014. . . 9

2.2. Ventajas y Desventajas de los diferentes tipos de control. . . . 14

3.1. Par´ametros de trabajo. . . 22

3.2. Resumen valores del prototipo DAB. . . 24

5.1. Tabla de verdad D1, P W M N EG. . . 40

5.2. Tabla de verdad D2, UNION. . . 40

6.1. Tiempos de establecimiento del convertidor DAB con CIC y ACC, para diferentes valores de potencia, Vo = 115V y Vi = 540V. . . 46

7.1. Tiempos de establecimiento del convertidor DAB con CIC y ACC. . . 52

(13)

Cap´ıtulo 1

INTRODUCCI ´

ON

1.1. PLANTEAMIENTO DEL PROBLEMA

El presente trabajo pretende solucionar el problema del modelado de un con-vertidor DC-DC de doble puente activo con control de corriente pico CIC de sus siglas en inglés (Current Inyected Control). El convertidor de doble puente activo es un componente muy utilizado para la obtención, almacenamiento y distribución de energ´ıa, es empleado en un gran número de dispositivos electrónicos que necesitan de una constante alimentación de corriente conti-nua, puede ser en un sistema de energ´ıa renovable, un sistema de distribución convencional, o en aplicaciones especiales como en automóviles eléctricos, sis-temas aeroespaciales, transformadores estáticos entre otros. Llegando a ser de gran importancia el buen desempeño y consistencia del convertidor para que los dispositivos conectados a él tengan un funcionamiento óptimo. Entre otras consideraciones se requiere controlar la corriente máxima en los dispositivos y se puede obtener realizando un control de la corriente ins-tantánea máxima o corriente pico en los dispositivos de conmutación del convertidor de doble puente activo. Para los convertidores DC-DC existen varias arquitecturas de control, algunas de ellas se realizan mediante la me-dición de tensiones de entrada y salida, la medición de corriente promedio en los elementos, potencias de entrada o salida, etcétera. Obtener el modelo de este convertidor controlado por corriente pico es todo un reto y más cuando se obtienen señales indeseadas o parasitas o cuando se generan armónicos al tra-bajar en altas frecuencias [6], as´ı mismo la compensación que se requiere por pendiente externa para garantizar la estabilidad del lazo de corriente CIC. La forma de onda de la corriente medida presenta al menos dos pendientes que cambian con el flujo de potencia, hecho que complica la implementación del

(14)

2 CAP´ITULO 1. INTRODUCCI ´ON

lazo de corriente. Estas dificultades se quieren solucionar para utilizar este modelo y aprovechar las caracter´ısticas deseadas que nos ofrece, como son una rápida respuesta dinámica, protección automática contra sobrecargas y perturbaciones de entrada.

Figura 1.1: Esquem´atico de un convertidor DC-DC de doble puente activo.

1.2. PREGUNTA DE INVESTIGACI ´

ON

(15)

1.3. OBJETIVOS 3

1.3. OBJETIVOS

1.3.1. OBJETIVO GENERAL

Modelar y evaluar mediante simulaci´on el control de corriente pico en un convertidor DC-DC de doble puente activo.

1.3.2. OBJETIVOS ESPECIFICOS

Identificar y observar el comportamiento de la corriente pico del con-vertidor DC-DC.

Desarrollar un modelo matem´atico para la implementaci´on del lazo de corriente.

Adecuar una se˜nal externa en el sistema de control para la estabilidad del mismo.

(16)

4 CAP´ITULO 1. INTRODUCCI ´ON

1.4. JUSTIFICACI ´

ON

1.4.1. JUSTIFICACI ´

ON T´

ECNICA

La distribución de energ´ıa mediante la utilización de convertidores DC-DC ha sido un tema de gran interés en el último tiempo, ya que con esta tecno-log´ıa se busca mejorar el rendimiento y aumentar la fiabilidad de los sistemas, obteniendo circuitos más simples y que permiten un ahorro de energ´ıa signifi-cativo [6]. Uno de los circuitos más utilizados en aplicaciones de distribución de energ´ıa que manejen alta potencia es el convertidor de doble puente acti-vo (DAB), ya que este proporciona un alto rendimiento y alta eficiencia [3], además de ofrecer aislamiento galvánico y la posibilidad de realizar un con-trol por desplazamiento de fase que permite conmutación suave ZVS (Zero Voltage Switching) de pérdidas reducidas [11].

As´ı que debido al gran interés que existe por el convertidor DAB se quiere desarrollar el modelamiento mediante el control de corriente pico ya que este método proporciona una respuesta dinámica superior de la que puede entre-gar otro tipo de control, esto con el objetivo de ofrecer una protección rápida y adecuada a los dispositivos de conmutación, limitando las implicaciones de tener elevadas corrientes de consumo ante perturbaciones que pueda tener el sistema, garantizando el funcionamiento óptimo de los dispositivos en un amplio rango de condiciones de tensión y carga.

1.4.2. JUSTIFICACI ´

ON PERSONAL

Se desea investigar este tipo de convertidor debido a la gran aplicación que puede tener, que va desde equipos electrónicos en sistemas de distribución, en sistemas de energ´ıa en aplicaciones aeronáuticas, almacenamiento en sis-temas de energ´ıas renovables o aplicaciones de interés medio ambiental como en carros eléctricos. Y de esta manera entrar un poco en el mundo de la electrónica de potencia que es un área de estudio muy amplia e interesante que aporta experiencia y conocimiento para la vida profesional.

1.4.3. JUSTIFICACI ´

ON ACAD´

EMICA

(17)

(18)

Cap´ıtulo 2

MARCO REFERENCIAL

2.1. ESTADO DEL ARTE

En el presente capitulo se realiza la presentación del estado del arte de los convertidores bidireccionales más utilizados como también de los diferentes tipos de control que son implementados en estos tipos de circuito.

CONVERTIDORES BIDIRECCIONALES

Debido a la gran importancia que ha venido tomando en los últimos años la mejor utilización, distribución y almacenamiento de la energ´ıa eléctrica ya sea en sistemas de generación de energ´ıas renovables como también en algún sistema de almacenamiento o de cargas activas, que puedan tener flu-jos de potencia bidireccionales. Por tal motivo se convierte de gran impor-tancia la utilización de estos convertidores bidireccionales que ayudan a la mejor obtención, almacenamiento y distribución de la energ´ıa eléctrica [4]. A continuación se hará una breve revisión de las diferentes topolog´ıas de los convertidores bidireccionales.

2.1.1. CONVERTIDORES BIDIRECCIONALES SIN

AISLAMIENTO GALV ´

ANICO

A continuaci´on se mencionaran algunas topolog´ıas de los convertidores bidi-reccionales sin aislamiento galv´anico.

(19)

2.1. ESTADO DEL ARTE 7

CONVERTIDORES ELEVADORES Y REDUCTORES BIDIREC-CIONALES

Esta topolog´ıa de convertidores bidireccionales es una de las más sencillas, se cambia el diodo en cualquiera de estos dos convertidores por un interrup-tor activo, para as´ı poder trabajar de forma bidireccional. Por lo general los interruptores se utilizan de forma complementaria es decir cuando uno está conduciendo el otro no conduce. Esta topolog´ıa tiene problemas en el tipo de control y conmutación debido al sentido del flujo de potencia, puede ser utilizada en la carga y descarga de bater´ıas o en aplicaciones que tengan un rango de potencia de 100 W hasta 1KW [4].

Figura 2.1: Convertidor elevador bidireccional sin aislamiento galv´anico, para un flujo de potencia de V1 a V2.

Figura 2.2: Convertidor reductor bidireccional sin aislamiento galv´anico, para un flujo de potencia de V1 a V2.

(20)

8 CAP´ITULO 2. MARCO REFERENCIAL

se controla mediante los tiempos de encendido y apagado de cada uno de los interruptores.

ELEVADOR-REDUCTOR BIDIRECCIONAL

El elevador-reductor bidireccional (figura 2.3) se logra obtener al igual que en el caso anterior al cambiar el diodo de libre circulación de la configura-ción habitual por un interruptor activo que permita la libre circulación de la corriente en ambos sentidos. A diferencia del caso anterior que solo dejaba elevar la tensión en un sentido y reducirlo en el otro este tipo de circuito permite tener tanto elevación como reducción de tensión en cualquiera de los sentidos [4].

Esta configuración permite tener un tipo de conmutación más configurable y fácil de controlar, pero tiene la gran desventaja de manejar rangos de poten-cia muy bajos de hasta 500W esto debido a las pérdidas que se pueden dar en los interruptores principalmente por la tensión que estos deben soportar. A esto se suma que una de las tensiones esta invertida con respecto a la otra, esto trae grandes problemas a la hora de manejar tensiones muy elevadas [4].

Figura 2.3: Convertidor elevador-reductor bidireccional sin aislamiento gal-vanico.

ELEVADOR-REDUCTOR BIDIRECCIONAL EN CASCADA

(21)

2.1. ESTADO DEL ARTE 9 Este tipo de circuito es uno de los más empleados gracias a su gran funciona-miento, puede llegar a tener un rango de trabajo que llega hasta el orden de las decenas de kilovatios con rendimientos de hasta el 90 % o mayores [10]. La dirección del flujo de la corriente y la potencia a manejar son controladas tanto con el desfase de las señales de control como también con el tiempo de activación de cada interruptor, lo que hace que el tipo de control a utilizar sea digital por lo que se necesita ajustar los tiempos de encendido y apagado de los cuatro interruptores [4].

Figura 2.4: Convertidor elevador-reductor bidireccional en cascada sin aisla-miento galv´anico.

2.1.2. CONVERTIDORES BIDIRECCIONALES CON

AISLAMIENTO GALV ´

ANICO

En la familia de los convertidores bidireccionales con aislamiento galv´anico se cuenta con un gran n´umero de topolog´ıas como se puede observar en la tabla 2.1:

Topolog´ıa Dual Flyback Forward-Flyback Dual Push-Pull Full Bridge Forward Half Full Bridge DAB Dual Cuk Push-Pull Forward

Zeta Sepic Push-Pull Flyback Dual Half Bridge

Numero de interruptores 2 3 4 5 6 8

Tabla 2.1: Clasificaci´on de los convertidores bidireccionales con aislamiento galv´anico. Tomado de: Zhao, Song, Liu y Sun, 2014.

(22)

CONVERTIDOR BIDIRECCIONAL FLYBACK

El convertidor bidireccional flyback se logra al tomar la configuración conven-cional del flyback y cambiar el diodo de libre circulación por un dispositivo de conmutación, es utilizado en aplicaciones de baja potencia pero puede llegar a ser empleado en circuitos de media potencia llegando a manejar unos cuantos cientos de vatios [13]. Está compuesta por dos interruptores, dos condensadores y un transformador de alta frecuencia, el sentido del flujo de corriente y la amplitud de las tensiones a manejar son controlados con los ciclos de trabajo de cada uno de los interruptores, el tipo de control que puede ser utilizado son: corriente promedio, corriente pico o tensión.

Figura 2.5: Convertidor bidireccional Flyback.

CONVERTIDOR DOBLE MEDIO PUENTE

(23)

2.1. ESTADO DEL ARTE 11

Figura 2.6: Convertidor bidireccional basado en dos medios puentes.

CONVERTIDOR BIDIRECCIONAL DE DOBLE PUENTE AC-TIVO (DAB)

El convertidor DAB está compuesto por dos puentes completos, cada puente cuenta con cuatro dispositivos de conmutación, conectados entre s´ı por un transformador de alta frecuencia y una inductancia que es utilizada como una inductancia de excitación para la transferencia de energ´ıa como se observa en la figura 2.7, brinda un gran rendimiento, bidireccionalidad y la posibilidad de realizar conmutación suave que permite disminuir las pérdidas de conmu-tación de los puentes activos [9]. El flujo de potencia puede ser controlado mediante el desplazamiento de fase entre ambos puentes alcanzando niveles de potencia del orden de los kilovoltios [6], [11].

Figura 2.7: Convertidor de doble puente activo (DAB).

2.1.3. TIPOS DE CONTROL

(24)

de salida o garantizar que van a ser estables ante cualquier tipo de perturba-ción, se hace necesario el uso de algún tipo de control realimentado, los tipos de control más utilizados son: control en modo tensión, control en modo de corriente media o control en modo de corriente pico.

CONTROL EN MODO TENSI ´ON

El control en modo tensión consta de un solo lazo de realimentación, en el cual se compara la tensión de salida con una tensión de referencia para ge-nerar una señal de error, esta señal de error ingresa a un circuito PWM que modifica automáticamente el ciclo de trabajo ante cualquier perturbación que pueda ingresar al convertidor y as´ı continuar obteniendo la tensión de salida en el valor deseado.

En la figura 2.8 se presenta un esquema b´asico del control en modo tensi´on.

Figura 2.8: Esquema b´asico control en modo tensi´on.

CONTROL EN MODO CORRIENTE PROMEDIO

(25)

2.1. ESTADO DEL ARTE 13 cambie los intervalos de conducci´on del dispositivo de conmutaci´on [12].

En la figura 2.9 se presenta un esquema b´asico del control en modo corriente promedio.

Figura 2.9: Esquema b´asico control en modo corriente promedio.

CONTROL EN MODO CORRIENTE PICO

El control en modo corriente pico está constituida como en el caso anterior por dos lazos de realimentación uno que sensa la tensión de salida y otro que mide la corriente pico de la bobina, este tipo de control es implementado analógicamente con los siguientes elementos: un reloj que indica el comienzo de cada ciclo de trabajo y que también genera la rampa de compensación, un restador que sustrae la tensión de control con la rampa de compensación, un comparador que prueba la corriente de control con la salida del restador e ingresa a un circuito de conmutación que hace el control de los dispositivos mosfet, Igbt etc [12].

(26)

Figura 2.10: Esquema b´asico control en modo de corriente pico.

Tipo de Control Ventajas Desventajas

Modo Voltaje - Sencillo de implementar. - No satisface las exigencias de estabilidad de algunas aplicaciones. - Bajo n´umero de componentes. - Tiene una lenta respuesta ante

perturbaciones del sistema. Modo Corriente Promedio - Es inmune al ruido. - Es un sistema robusto.

- Protecci´on a sobrecargas. - Posibilidad de conectar en paralelo

varios convertidores. - Maneja m´argenes de estabilidad ante perturbaciones que pueda tener el sistema.

Modo Corriente Pico - Protecci´on a sobrecargas. - Requiere compensaci´on por pendiente externa para garantizar la estabilidad del sistema. - Las perturbaciones son corregidas

ciclo a ciclo.

- Posibilidad de utilizar un ´unico control para convertidores conectados en paralelo. - Amplia el ancho de banda del convertidor.

Tabla 2.2: Ventajas y Desventajas de los diferentes tipos de control.

(27)

Cap´ıtulo 3

OPERACI ´

ON EN ESTADO

ESTABLE DEL

CONVERTIDOR DE DOBLE

PUENTE ACTIVO (DAB)

El uso de convertidores DC-DC ha tomado una gran importancia en el ´ ulti-mo tiempo ya que puede brindar una mayor flexibilidad, configurabilidad, modularidad y un uso más eficiente de la energ´ıa en fuentes de energ´ıa, sis-temas de almacenamiento y cargas [3]. En el presente proyecto se trabajó el convertidor DAB, dicho convertidor pertenece a la familia de convertido-res bidireccionales con aislamiento galvánico, está formado por dos puentes completos conectados entre s´ı por un transformador, ofreciendo este un aisla-miento galvánico y la posibilidad de tener un flujo bidireccional de potencia que es muy utilizado en algunas aplicaciones como por ejemplo para la carga y descarga de bater´ıas [7], [8].

Figura 3.1: Esquema del convertidor de doble puente activo.

(28)

16 CAP´ITULO 3. OPERACI ´ON EN ESTADO ESTABLE DAB

En la figura 3.1 se observa el esquema del convertidor DAB monof´asico, en ´el se tienen dos fuentes de voltajes interconectadas por medio de dos puen-tes activos conectados en H, dos condensadores de filtrado para el rizado de corriente en cada lado de voltaje DC de los puentes activos, un inductor LD que es el encargado de ajustar la inductancia de fugas equivalente del trans-formador y un transtrans-formador de alta frecuencia [15].

El convertidor DAB utiliza los dos puentes completos para convertir las ten-siones de entrada (DC) en tenten-siones AC (VAC1 y VAC2), que se encuentran

desfasadas entre s´ı en cada lado del transformador de alta frecuencia. Las tensionesVAC1 yVAC2 se generan al modificar los estados de conmutaci´on

para cada uno de los MOSFETs ó IGBTs que se pueden utilizar como disposi-tivos controlables. Para la señal de tensiónVAC1 se modifican los dispositivos

S1, S2, S3 y S4, por otra parte, para la se˜nal de tensi´on VAC2 los

disposi-tivos que deben cambiar su estado son S5, S6, S7 y S8. Tenemos que 00D00 es el ciclo ´util, el periodo esTs = _Fs1 yFses la frecuencia de conmutaci´on [16].

El transformador de alta frecuencia idealmente altera la amplitud VAC en

relaci´on a la cantidad de vueltas del transformadorn, de ello obtenemos que VAC2 = VAC_n1. Por otra parte, el voltaje VAC2 se genera entre +V2 y −V2

despu´es de los estados de conmutaci´on S5, S6, S7 y S8 [16].

Figura 3.2: Se˜nales de conmutaci´on del DAB.

(29)

3.1. MODELO SIMPLIFICADO DAB 17

VAC2 =

+V2 EstadoI S5, S8 ON S6, S7 OF F

−V2 EstadoII S5, S8 OF F S6, S7 ON

(3.2)

Las señales de control de los interruptores del puente primario son comple-mentarias, es decir cuando s1 y s4 están cerradas s2 y s3 están abiertas, de igual manera ocurre con los interruptores del puente secundario (s5, s6, s7, s8).

Figura 3.3: Se˜nales de tensi´on del DAB con flujo de potencia directo.

3.1. MODELO SIMPLIFICADO DAB

(30)

Figura 3.4: Esquema simplificado del convertidor DAB. La corriente en el inductor para el modelo simplificado es la siguiente:

iL(t) =iL(t0) +

Las fuentes VAC1(t) y VAC2(t) generan o reciben las siguientes potencias

ins-tant´aneas.

P1(t) =VAC1(t)∗iL(t) P2(t) = nVAC2(t)∗iL(t) (3.5)

La potencia promedio en un ciclo deTs, se calcula de la siguiente forma:

P1 =

El nivel de potencia del convertidor DAB es t´ıpicamente ajustada usando los siguientes par´ametros:

El desplazamiento de fase ϕentre VAC1(t) yVAC2(t) −π < ϕ < π

El ciclo ´util D1, para VAC1(t) con 0< D1 <0,5

El ciclo ´util D2, para VAC2(t) con 0< D2 <0,5

(31)

3.2. TRANSFERENCIA DE POTENCIA DEL DAB 19

3.2. TRANSFERENCIA DE POTENCIA DEL

DAB

De la forma de onda de la corriente en el inductor se pueden identificar dos estados de trabajo, uno por cada semiciclo de la se˜nal. Si se representa la forma de onda de la corriente del primario del transformador,iL(Figura 3.5),

en funci´on deθ = 2πFst=ωtpara el primer semiciclo. Se obtiene la ecuaci´on

(3.9), donde θi y θf son el inicio y el final de cada modo, respectivamente,

e iL(θi) es el valor inicial de la corriente en cada modo. ϕ es el ´angulo de

desfase entre ambos puentes en radianes y π el semiperiodo [15].

Figura 3.5: Forma de onda de la corriente en la inductancia de un DAB tomado de [16].

iL(θ) =

VAC1(θ)−VAC2(θ)

ωL (θ−θi) +iL(θi) θi < θ < θf (3.9) Intervalo1= 0≤θ≤ϕ VAC1 =Vi ; VAC2 =−Vo0

iL(θ) =

Vi+Vo0

ωL (θ) +iL(0) (3.10)

(32)

iL(θ) =

Vi−Vo0

ωL (θ−ϕ) +iL(ϕ) (3.11)

El inicio y el final de cada ciclo son iguales por condiciones de simetr´ıa, de donde:

iL(π) =−iL(0). (3.12)

Si el transformador de alta frecuencia tiene una relación de transformación primario a secundario de 1 :N21, se define el radio de conversión efectivo:

def = V Se define la potencia de salida como:

Po =ViIi =Vo0I Normalizando con respecto a la potencia de base, Pbase=[V_i2/ωL], se ob-tendr´ıa la potencia normalizada en por unidad (pu):

Ppu=def ·ϕ h

1− |ϕ_π|i (3.15)

3.3. MODULACI ´

ON POR

DESPLAZAMIEN-TO DE FASE SIMPLE (SPS)

La modulación por desplazamiento de fase simple es el método de control más utilizado en el convertidor DAB por su gran simplicidad, buena din´ ami-ca, y la facilidad para lograr la conmutación suave [15]. Este método permite tener una frecuencia de conmutación constante y el manejo de ciclos útiles máximos D1 =D2 = 0,5, estos var´ıan únicamente el desplazamiento de fase

ϕcon el fin de controlar la transferencia de potencia.

Durante la operaci´on en estado estable los voltajes VAC1(t), VAC2(t) y la

co-rriente enLse repiten cada medio ciclo con se˜nales invertidas como se observa en la figura 3.6.

VAC1(t+Ts/2) =−VAC1

VAC2(t+Ts/2) =−VAC2

iL(t+Ts/2) =−iL

(33)

3.3. MODULACI ´ON POR DESPLAZAMIENTO DE FASE SIMPLE (SPS)21

Figura 3.6: Tensiones en el transformador y corriente en el inductor tomado de [16].

Los intervalos de tiempo I y II ocurren durante 0< t < Ts/2, suponiendo un

desplazamiento de fase positivo 0 < ϕ < π las expresiones resultantes para la corriente en el inductor son:

(34)

P >0 Indica la transferencia de potencia del puerto 1 al puerto 2. P <0 Indica la transferencia de potencia del puerto 2 al puerto 1. La m´axima potencia ocurre cuando∂P/∂ϕ= 0 la soluci´on es,

|PP S,M AX |=

n·Vi·Vo

8FSL

para ϕ=±π

2 (3.21)

El desplazamiento de fase requerido para una transferencia de potencia dada se deriva de (3.20):

Una de las grandes ventajas de la modulación por desplazamiento de fase es su simplicidad, modificando el ángulo de desplazamiento de faseϕse modifica el nivel de potencia del convertidor DAB. Una de las principales desventajas es un limitado rango de operación con bajas pérdidas de conmutación y las grandes corrientes RMS en el transformador de alta frecuencia para la mayor´ıa de los puntos de operación cuando el DAB se utiliza en amplios rangos de tensión [16].

3.4. DISE ˜

NO ETAPA DE POTENCIA DAB

El modelo propuesto en el presente trabajo se manej´o con los datos dados en [3], brinda un estudio que ayuda a conocer el comportamiento del converti-dor en un punto de operaci´on deseado, fue hecho para un sistema futuro de almacenamiento de energ´ıa aeroespacial donde se manejaron los siguientes datos.

(35)

3.4. DISE ÑO ETAPA DE POTENCIA DAB 23 Para tener una conmutación ZVS es importante que la ganancia de tensión referida al primario def =V_O0/Vi se encuentre lo más cercano a 1 para que

el rango de operación sea más amplio [15]. Definiendo la relación de trans-formación N21 =N2/N1 = 0,2, reemplazando por los valores de la tabla 3.1

Haciendo uso de la ecuaci´on (3.22) se halla el valor de desfase requerido para la potencia nominal con tensi´on de salida de 62.5V ϕnom1 = 86,75◦, y para

125Vϕnom2 = 26,37◦.

Figura 3.7: VAC1, VAC2 y iL para Vo = 62,5, Vi = 540 y P = 20kW .

En la figura 3.7 se observan las tensiones de cada lado del transformador de alta frecuencia como tambien la corriente iL, aplicando las ecuaciones (3.17)

y (3.18) obtenemos los valores de la corriente en la bobina para los instantes Tϕ y Ts/2.

iL(Tϕ) =iL,0+ 540V₅₂+5(62_,₇₅_µH,5V)Tϕ = 69,55A

iL(Ts/2) = iL(Tϕ) + 540V

−5(62,5V)

(36)

Figura 3.8: VAC1, VAC2 y iL para Vo = 125,Vi = 540 yP = 20kW .

En la figura 3.8 se observan las tensiones en el transformador, la corrienteiL,

aplicando las ecuaciones (3.17) y (3.18) obtenemos los valores de la corriente en la bobina para los instantes Tϕ y Ts/2.

Radio de conversion efectivo def 0.5787 1.1574

Desfase en grados ϕ 86,75◦ 26,37◦ Valores puente de entrada

Corriente de entradaIi (A) 37.1 36.5

Corriente Irms Ii (A) 81.7 39.3

Pico corriente iL (A) 123.8 55.4

Pico tension, VAC1 (V) 540 540 Valores puente de salida

Corriente de salida Io (A) 319.5 159.9

Corriente Irms Io (A) 408.7 196.8

Pico tension, VAC2 (V) 62.5 125 Valores Transformador

Potencia Apartente (VA) 25457 24226 Factor de Potencia (FP=Po/VA) 0.78 0.81

(37)

Cap´ıtulo 4

CONTROL MODO

CORRIENTE PROMEDIO

Average Current Control

(ACC), del DAB

En el presente capitulo se propone un control por corriente promedio para los valores de potencia dados en el cap´ıtulo 3, definiendo los criterios de dise˜no, un filtro pasa-bajos en el sensado de la corriente de salida y el regulador de corriente.

Figura 4.1: Control ACC en el convertidor DAB.

(38)

26 CAP´ITULO 4. CONTROL MODO CORRIENTE PROMEDIO

sobre la salida del DAB, consta de un lazo de corriente que trabaja a partir del sensado de la corriente de salida para luego ser pasado por un filtro pasa-bajos, este valor se resta del valor de referencia ioref. El error de corriente

pasa por el regulador de corriente Gi(s) que es un controlador proporcional

integral (PI), esto con el fin de que el valor medio de la corriente de salida coincida con el valor de referencia. La salida deGi(s) pasa por el modulador

de fase que es el encargado de generar el desplazamiento de fase entre el puente de entrada y de salida.

4.1. REGULADOR

G

_i

(

s

)

Para realizar el diseño del regulador de corriente se utiliza la forma (4.1), la ganancia estáticaRi se ajusta para garantizar los niveles de señal adecuados

y el bloque FM representa la ganancia del modulador de fase, el cual tiene

un valor en los circuitos integrados comerciales de FM = π/VP P, VP P es la

tensi´on pico a pico del diente de sierra del modulador [15]. El regulador de corriente seleccionado es de la forma:

Gi(s) = El regulador implementado nos brinda suficiente margen de fase, margen de ganancia, facilita el ajuste del regulador y nos brinda un error nulo en estado estable [15].

La ganancia del sensor se ajusta de tal forma que el sensado de la corriente de salida presente una variación de ±1.5V, compatible tras añadir un offset de 1.5V, con la mayor´ıa de controladores de fase integrados, en un rango de variación de 0V a 3V para sobrecargas transitorias de un máximo del 50 % sobre la corriente nominal.

La corriente m´axima de salida acurre cuandoVo = 62,5, de donde la corriente

m´axima de salida va a ser 320A, escogiendoRi ≤ ₃₂₀1,5V_A se escoge una ganancia

(39)

4.2. SIMULACI ´ON PROTOTIPO DAB CON ACC 27

4.2. SIMULACI ´

ON PROTOTIPO DAB CON

ACC

El diagrama de bloques utilizado para la simulaci´on en PSIM se observa en la figura 4.2:

Figura 4.2: Diagrama de bloques.

4.2.1. ETAPA DE POTENCIA DEL DAB

(40)

subcircuito de potencia son las se˜nales de conmutaci´onS1 S2, S3 S4 para el

puente de entrada yS5 S8, S6 S7 para el puente de salida.

Figura 4.3: Etapa de potencia.

4.2.2. REGULADOR

G

i

La figura 4.4 muestra el contenido interno del regulador Gi, el cual est´a

compuesto por un regulador PI, un filtro pasa-bajos FPB y la ganancia de sensadoRi. Las entradas del regulador de corriente son la corriente de salida

de la etapa de potencia y la corriente de referencia, la salida que se genera es la referencia para el modulador de fase.

(41)

4.2. SIMULACI ´ON PROTOTIPO DAB CON ACC 29

4.2.3. MODULADOR DE FASE

El subcircuito modulador de fase de la figura 4.5 se utiliza para generar las se˜nales de conmutaci´on para los puentes de entrada y salida, Se incluyen bloques de retraso de tiempo para introducir un tiempo muerto entre los disparos de los transistores de una misma rama, dead time, que es un retardo a ON de 100 ns.

Figura 4.5: Subcircuito modulador de fase.

4.2.4. RESPUESTA EN R´

EGIMEN PERMANENTE

(ACC)

La respuesta en r´egimen permanente se puede observar en la figura 4.6 y en la figura 4.7 all´ı se pueden observar las principales formas de onda del prototipo DAB de 20kW para Vo = 110V y Vo = 80V, estos resultados se

(42)

Figura 4.6: Respuesta en r´egimen permanente, controlandoVi = 540V, Vo =

110V y Po = 20kW.

Figura 4.7: Respuesta en r´egimen permanente, controlandoVi = 540V, Vo =

80V, Po = 20kW.

De las figuras 4.6 y 4.7 se observa el cambio de la pendiente eniLal controlar

(43)

Cap´ıtulo 5

CONTROL MODO

CORRIENTE PICO Current

Inyected Control (CIC), del

DAB

En el presente cap´ıtulo se realiz´o una propuesta para el control por corriente pico (CIC) en un prototipo de aplicaci´on aeroespacial futuro, el cual va a manejar una potencia nominal de 20kW, tension de entrada de 540V y ten-siones de salida de 62,5V ≤V o≤125V.

El control por corriente pico (CIC) y el control por corriente promedio (ACC) permiten la conexión de módulos en paralelo compartiendo la corriente ade-cuadamente, también se consigue una protección frente a sobrecargas en el convertidor de potencia. Las ventajas que se quieren aprovechar del CIC es su corrección ciclo a ciclo ante perturbaciones que pueda sufrir el circuito, para as´ı proporcionar una protección rápida y oportuna a todos los dispositivos de conmutación.

5.1. PROPUESTA CIC APLICADO AL DAB

El control por corriente pico en el convertidor de doble puente activo nos brinda una r´apida respuesta ya que ante las variaciones de las tensiones de entrada y salida del DAB este se refleja en la forma de onda de la corriente en la bobina de acoplamiento.

(44)

32 CAP´ITULO 5. CONTROL MODO CORRIENTE PICO

de pendiente deiL para voltajes de salida por encima o por debajo de 108V,

por lo cual tambi´en cambia el pico de corriente que puede situarse en Tϕ o

T /2 como se observa en la figura 5.1 y 5.2.

Figura 5.1: Formas de onda VAC1, VAC2,iL para Vo >108V.

Figura 5.2: Formas de onda VAC1, VAC2,iL para Vo <108V.

El valor pico de la corrienteiL enT /2 es iLT /2 =−iL,0:

iref2 =iLT /2 =−

π·(nVo−Vi)−2ϕnVo

4πFsL

(45)

5.1. PROPUESTA CIC APLICADO AL DAB 33 El valor pico de la corriente iL enTϕ es:

iref1 =iLTϕ =iL,0+

Vi−nVo

L ·Tϕ (5.2)

Estos valores de corriente pico son empleadas en el bloque c´alculos para il ref, esto con el fin de hallar la referencia de corriente que se va a comparar con la corriente en la bobina instantanea. En la figura 5.3 se observa el diagrama de bloques propuesto para el convertidor DAB con control por corriente pico.

Figura 5.3: Diagrama de bloques para el DAB con CIC.

5.1.1. C ´

ALCULOS PARA il ref

Con el uso de la herramienta PSIM se hizo el cálculo de las ecuaciones (5.1) y (5.2) para generar la referencia de los picos de corriente en la bobina, previo a estas ecuaciones se estableció el valor de desfaseϕentre el puente de entrada VAC1 y el de salida VAC2 esto se logró al aplicar la ecuación (3.22) como se observa en la figura 5.4.

ϕ= π₂ h1−

q

1− 8·_nFs_·_Vi·L_·_Vo·|P|

i

(46)

Figura 5.4: Circuito implementado para hallar ϕ.

El valor deϕva a depender de los valores de la bobina, frecuencia de conmu-taci´on y potencia que se quiera manejar, con este dato se procedi´o a calcular (5.1) y (5.2) como se observa en las figuras 5.5 y 5.6 :

(47)

5.1. PROPUESTA CIC APLICADO AL DAB 35

Figura 5.6: Circuito implementado para hallar iref1.

Los valores de iref1 y iref2 van a ser las se˜nales de entrada al bloque de

comparaci´on para ser analizadas con la corriente iL instant´anea.

5.1.2. BLOQUE DE COMPARACI ´

ON

Como se coment´o en la secci´on 5.1 el pico de la corrienteiLvaria para valores

mayores que 108V y menores a este valor. Por esta raz´on se hizo necesario aplicar dos circuitos de comparaci´on para poder hallar el ancho de pulso y el desfase entre puentes necesario para su correcto funcionamiento.

Caso1 Vo >108V

Para un V o > 108V vamos a tener un pico de corriente de L en el instan-te de tiempo Tϕ, por esta raz´on se tom´o como referencia iref1. El circuito

(48)

Figura 5.7: Circuito de comparaci´on caso1.

En la figura 5.7 se generan señales de set y reset los cuales van a ser las señales de activación del bloque de modulación. Como la corriente en la bobina se repite cada T /2 con valores negativos, se observó que la señal de activación de los dispositivos de modulación S5 S8 iniciaban en Tϕ y terminaban en

T /2 +Tϕ, por esta raz´on se compar´o el pico positivo de iL (iLref1) y el pico

negativo de iL (−iLref1) para generar las se˜nales de S5 S8 y S6 S7 como se

observa en la figura 5.8.

(49)

Caso2 Vo <108V

Para tensiones de salida por debajo de 108V se utilizó una técnica de com-paración distinta al caso anterior figura 5.9, debido a que la pendiente de la corriente en la bobina cambia y por lo tanto su pico se localiza en T /2 y T, para dar solución a este problema se propuso el uso de cuatro puntos de referencia en Tϕ, T /2,T /2 +Tϕ y en T.

Figura 5.9: Circuito de comparaci´on caso2.

La referencia en T /2 y T nos controlara el pico de iL y el ancho del pulso

de S5 S8, por otra parte la referencia en Tϕ y T S/2 +Tϕ nos dar´a el valor

del desplazamientoϕque se debe aplicar al puente de salida para alcanzar el punto de operaci´on deseado. En la figura 5.10 se observa los cuatro puntos de referencia.

(50)

Estos valores de referencia son comparados con la corriente sensada del con-vertidor y generan las salidas D1, D2 y P W M N EG figura 5.11 las cuales van a ser las entradas del bloque de modulaci´on.

Figura 5.11: Se˜nales D1, D2 y P W M N EG.

5.1.3. BLOQUE DE MODULACI ´

ON

El bloque de modulaci´on se divide en dos partes, la primera es cuando Vo >

108V y la segunda para Vo < 108V. Para Vo > 108V el modulador de fase

será un Flip-Flop Set-Reset el cual tendrá como señales de entrada los valores de set y reset del caso1 figura 5.12.

Figura 5.12: Modulador de fase caso1.

La se˜nal set se da en el tiempo T /2 +Tϕ, en este tiempo el pico de corriente

en la bobina es negativo por lo cual la señal de modulación de S5 S8 pasa a OFF, la señal reset se da en el tiempoTϕ, en este tiempo el pico de corriente

(51)

Figura 5.13: Se˜nales de entrada y salida del modulador de fase caso1.

Para V o < 108V se realizó un tratamiento distinto a las señales de entrada del bloque comparador caso2, como se observa en la figura 5.14 tenemos las señales de entrada D1, D2 yP W M N EG, y la señal de salida S5 S8.

Figura 5.14: Se˜nales de entrada y salida del modulador de fase caso2.

(52)

D1 PWM NEG UNION

0 0 0

0 1 1

1 0 0

1 1 0

Tabla 5.1: Tabla de verdad D1, P W M N EG.

UNION=D10 PWM NEG

D2 UNION S5 S8

0 0 0

0 1 1

1 0 1

1 1 1

Tabla 5.2: Tabla de verdad D2, UNION.

S5 S8=D20 UNION+D2 UNION0+ D2 UNION

En la figura 5.15 se observa el modulador de fase para el caso2 haciendo uso de las expresiones halladas.

(53)

5.1.4. RESPUESTA EN R´

EGIMEN PERMANENTE

(CIC)

La respuesta en r´egimen permanente figura 5.16 y figura 5.17,se pueden ob-servar la tension de salida, la corriente de salida, la corriente de entrada, la corriente en la bobina y la tension en la bobina paraVo = 110V yVo = 80V.

Estos resultados se obtuvieron en el simulador PSIMR9.0.

Figura 5.16: Respuesta en r´egimen permanente, Vo = 110V y Ponom.

(54)

Cap´ıtulo 6

AN ´

ALISIS DE RESULTADOS

Este cap´ıtulo se ha destinado a comparar los resultados obtenidos con el control por corriente pico y el control por corriente promedio en el DAB, realizando distintos tipos de pruebas a cada uno para ver la estabilidad de los lazos de control, esto con el fin de encontrar las ventajas o desventajas que el control nos puede brindar en el convertidor DAB.

Prueba No₁

En primer lugar, se observó el tiempo de establecimiento de cada uno de los controles figura 6.1 a valores nominales de potencia. De la figura se evidencia que el tiempo de establecimiento para el CIC propuesto es mucho más rápido que el control por corriente promedio.

Prueba No₂

Se realiz´o un barrido de potencia a 10 % figura 6.2, 50 % figura 6.3 y 90 % figura 6.4 de la potencia nominal.

En las figuras 6.2, 6.3, 6.4 se observa que al variar los valores dePo el lazo de

control propuesto mantiene su respuesta en el tiempo llegando a los valores de tensión y corrientes de referencia. Por otra parte, el lazo de corriente promedio se logran obtener los valores de tensión y potencia requeridos, pero haciendo el lazo más lento para potencias menores a la nominal, la respuesta del ACC es más rápida para valores por encima de la potencia nominal.

(55)

43

(a) Respuesta en el tiempoVoyIL del DAB con CIC paraVo= 115V a potencia nominal,

ts=3.1ms

(b) Respuesta en el tiempoVoyILdel DAB con ACC paraVo= 115V a potencia nominal,

ts=12.4ms

Figura 6.1: Respuesta en el tiempo deVo yIL, para el CIC y ACC a potencia

(56)

44 CAP´ITULO 6. AN ´ALISIS DE RESULTADOS

(a) Respuesta en el tiempoVoyIodel DAB con CIC paraVo= 115V, P=2kW, ts=2.77ms

(b) Respuesta en el tiempoVoyIodel DAB con ACC paraVo= 115V, P=2kW, ts=130ms

(57)

45

(a) Respuesta en el tiempoVoyIodel DAB con CIC paraVo= 115V, P=10kW, , ts=2.87ms

(b) Respuesta en el tiempoVoyIodel DAB con ACC paraVo= 115V, P=10kW, ts=25ms

(58)

(a) Respuesta en el tiempoVo yIo del DAB con CIC paraVo= 115V, P=18kW, ts=3ms

(b) Respuesta en el tiempoVoyIodel DAB con ACC paraVo= 115V, P=18kW, ts=13.8ms

Figura 6.4: Respuesta en el tiempo deVo yIo, para el CIC y ACC, P=18kW.

Potencia 2kW 10kW 18kW 20kW

ts DAB con CIC 2.77ms 2.87ms 3ms 3.1ms ts DAB con ACC 130ms 25ms 13.8ms 12.4ms

(59)

47

Prueba No₃

An´alisis comportamiento de los sistemas ante la variaci´on de la carga a la mitad de su valor nominal figuras 6.5 y 6.6.

Figura 6.5: Comportamiento del sistema ante escal´on de carga Rload=Rload/2, CIC a potencia nominal.

En la figura 6.5 se observa que el pico de corriente en la bobina de Tϕ aT /2

esto es debido a que al disminuir el valor de la carga la corriente de salida aumenta y por consiguiente la tension de salida disminuye llegando a valores por debajo de los 108V, el control CIC propuesto logra mantener el desfase entre puentes igual por lo cual el valor de la corriente iL es el mismo en el

instante Tϕ y sus pendientes van a cambiar ya que la salida va a requerir de

mas corriente.

(60)

En la figura 6.6 se observa que el pico de corriente en la bobina aumenta. La tensión de salida disminuye, el valor promedio de la corriente de salida se mantiene en su valor de referencia esto debido a que el control se diseñó para un lazo de corriente simple en el cual nos interesa controlar solo la corriente Io.

Prueba No4

An´alisis comportamiento de los sistemas ante la variaci´on de la carga al doble de su valor nominal figuras 6.7 y 6.8.

Figura 6.7: Comportamiento del sistema ante escal´on de carga Rload=2Rload, CIC a potencia nominal.

(61)

49

Figura 6.8: Comportamiento del sistema ante escal´on de carga Rload=2Rload, ACC a potencia nominal.

De la figura 6.6 se observa que el pico de corriente en la bobina aumenta. La tensión de salida aumenta, el valor promedio de la corriente de salida se mantiene en su valor de referencia por lo cual la potencia de salida aumenta, se puede agregar un lazo de tensión externo si se desea controlar la tensión de salida en su valor de referencia.

Prueba No₅

An´alisis comportamiento de los sistemas ante pruebas de corto circuito figu-ras 6.9 y 6.10.

(62)

salida controlada, se obtuvo que ante la prueba de corto circuitoIo sufre un

cambio a casi 310A, este valor se obtuvo al hacer la prueba en todo el rango de tensi´on de salida.

Se espera en trabajos futuros mejorar el lazo de control propuesto al agregarle lazos externos ya sea de corriente Io o de tensi´onVo los cuales proporcionen

una referencia adecuada para los picos de iL, para poder controlar otras

variables del sistema, no solo la potencia de salida y el pico de corriente en el inductor.

Figura 6.10: Comportamiento del sistema ante prueba de corto circuito, ACC. En la figura 6.10 se observa que el control por corriente promedio permanece estable ya que el sistema se comporta como una fuente de corriente contro-lada.

En términos generales el control por corriente pico propuesto brinda una res-puesta dinámica buena y rápida, manteniendo el pico de corriente amarrado a los valores de referencia para las pruebas de escalón de carga, variando un poco en comparación con el ACC la tensión de salida y ajustando la potencia de salida en base a la carga que se maneje.

(63)

Cap´ıtulo 7

CONCLUSIONES

Se modelo y simulo en PSIM un convertidor DAB con control por co-rriente promedio ACC y control por coco-rriente pico CIC con los siguien-tes valores de operaci´on Po = 20kW, 62,5V < Vo <125V, Vi = 540V,

n= 0,2,F = 20kHzyL= 10,55µH. El control propuesto en el cap´ıtu-lo 5 brinda una solución fácil de implementar al cambio de pendiente presentado en el inductor del convertidor DAB, hecho que hac´ıa dif´ıcil aplicar este tipo de control a dicho convertidor ya que el cambio de pendiente se genera al cambiar el flujo de potencia o al superar la re-lación de espiras del transformador. Logrando resultados satisfactorios ya que se pudo controlar el pico de corriente en el valor de referencia suministrado, generando el desfase entre puentes necesarios para lograr la potencia y tensiones deseadas.

Se logr´o estudiar e implementar en el simulador las ecuaciones que mo-delan el comportamiento de iL para conocer su pendiente a diferentes

valores de Vo, Vi, L y ϕ en los diferentes intervalos de tiempo en que

suceden ya que su valor se repite cada medio ciclo con se˜nales inverti-das, al observar este hecho se comprob´o que el ancho de pulso y desfase que se debe generar en el puente de salida se obtienen en los instantes Tϕ y T S/2 +Tϕ.

El modelo de pequeña señal hallado en [15] fue de gran ayuda a la hora de conocer el comportamiento del DAB en el dominio de la frecuencia y el tipo de control que se puede emplear para controlar la tensión o corriente de salida, por otra parte no se logró encontrar un modelo de pequeña señal para la corriente en la bobina como en 16, 18, 19 ya que esta presenta cuatro valores de pendientes diferentes en un ciclo de trabajo y es simétrica con respecto al origen.

(64)

52 CAP´ITULO 7. CONCLUSIONES

Se evidencia que los valores picos de iL se van a encontrar en los

ins-tantes de tiempoTϕoT S/2, y van a depender del flujo de potencia que

se maneje, ya sea del puerto de salida al puerto de entrada o viceversa. La rampa de compensación no fue necesaria de agregar en el presente proyecto como se investigó en 17, 18 y 19 ya que se logró que el sistema fuera estable, logrando el valor de desfase entre puentes calculado, sin necesidad de esta.

El sistema propuesto se vuelve inestable ante la prueba de corto circuito ya que no logra funcionar como una fuente de corriente controlada, perdiendo la conmutaci´on por desplazamiento de fase simple ya que VAC2 toma el valor de 0V.

El control por corriente promedio da la posibilidad de agregar un lazo de tensi´on externoVo lo cual es importante ya que si el lazo interno de

corriente no funciona correctamente es el lazo externo quien proporcio-nara estabilidad al sistema.

El CIC propuesto brinda una respuesta r´apida en comparaci´on con la ACC como se observa en la siguiente tabla:

Potencia 2kW 10kW 18kW 20kW

ts DAB con CIC 2.77ms 2.87ms 3ms 3.1ms ts DAB con ACC 130ms 25ms 13.8ms 12.4ms

Tabla 7.1: Tiempos de establecimiento del convertidor DAB con CIC y ACC.

En t´erminos generales el control propuesto permite que el pico ins-tant´aneo de iL enTϕ tenga el mismo valor de referencia suministrado

tanto para las pruebas de escalón de carga como para las pruebas a carga nominal, variando un poco en comparación con el ACC la ten-sión de salida y ajustando la potencia de salida en base a la carga que se maneje.

(65)

(66)

Cap´ıtulo 8

REFERENCIAS

BIBLIOGR ´

AFICAS

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(68)

56 CAP´ITULO 8. REFERENCIAS BIBLIOGR ´AFICAS

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