WATTMIO Le
AORUINAAaeEU
DISENIO ¥ CONSTRUCCION DE UN AMPLUNICADOR
' DE BAJO RUIDO PARA -RECEPCION DE SMNALES
VIA SATELITE EN BANDA Ku
TESIS
MAESTRIA EN CIHNCIAS
RESUMEN de la TESIS de OSCAR ARZETA ARMENTA_ presentadam como requisito parcial. para la obtenclén del grado Ge MAES TRCittesses: EN CIENCIAS en FISICA APLICADA con opcién en ELECTRONICA Yo TELECOMUNICACIONES. Ensenada, BaJa Callfornia, Méxlco. Marzo
de 1988.
DISENO Y CONSTRUCCION DE UN, AMPLIF1CADOR
DE BAJO RUIDO PARA RECEPCION DE SENALES
VIA SATELITE EN BANDA KU
Resumen aprobado:
jj L:
-M. en C. José Luls Medina Monroy Director de Tesis
En el presente trabajo se describe el método utl!lizado
para el disefio y construcci6én de un amplificador de bajo
rulido
de sefales via satélite que operan en banda Ku, con aplicaciones en el sistema de recepcion.Estos
amplificadores
utlilizan transistores de efecto
de
campo fabricados con Arseniuro de Galio (GaASFET), as! como la tecnologia de circultos Integrados hlbridos de microondas. Dichos dispositivos presentan las caracteristicas de bajo ruido adecuadas para esta aplicacion. Los clrcuitos de acoplamiento se reallzan con componentes distribuidas |!lamadas microcinta,RESUMEN' de la TESIS de OSCAR ARZETA ARMENTA presentada como requlisito parclal para lta obtenclién del grado de MAESTRO
EN
CIENCIAS
en
FISICA
APLICADA
con
opclén
en
ELECTRONICA
Y
TELECOMUNICACIONES.
Ensenada,
Baja
California,
México.
Marzo
de
1988.
DISENO
Y
CONSTRUCCION
DE
UN.
AMPLIFICADOR
RECEPCION
PARA
RUIDO
BAJO
DE
DE
SENALES
KU
BANDA
EN
SATELITE
VIA
|
/fp
/
Resumen
aprobado:
princilpalmente a_frecuenclas superlores a 10 GHz. Dichos efectos fueron considerados en el programa de computadora utlllzado para el disefio, el que entrega como resultado final
las dimensiones de las waren fies que forman los circultos de acoplamlilento de entrada y sallda del ampl!lificador.
Para la elaboraclon de los clircultos de microcinta se slgul6é una metodologla con la que se logra la alta precision requerlda en las dimensiones para obtener un buen
comportamliento del amplificador. .
Tanto la metodologia de disefio como la de construccidén
util lizadas,
se
comprobaron
con
la
construcclén
de
un
amplificador
con un factor de ruldo de 2.5 +0.1 dB y
con
una
ganancia de 43 +0.5 dB sobre la banda de frecuencias de 11.7 a
CENTRO DE INVESTIGACION CIENTIFICA Y DE
EDUCACION SUPERIOR DE ENSENADA
DIVISION DE FISICA APLICADA
DEPARTAMENTO DE ELECTRONICA Y TELECOMUNICACIONES
DISENO Y CONSTRUCCION DE UN AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO
PARA RECEPCION DE SENALES VIA SATELITE
EN BANDA Ku .
TESIS
que para cubrir parclalmente los requisitos necesarios para obtener el grado de MAESTRO EN CIENCIAS presenta
OSCAR ARZETA ARMENTA
TESIS PRESENTADA PARA SU DEFENSA POR:
M.C. José Luis Medina Monroy, Director del Comité
Dr. Arturo Serrano Santoyo, Miembro del Comité
M.C. Arturo Velazquez Ventura, Miembro del Comité
M.C. David Covarrubias Rosales, Miembro del Comité
M.C. Francisco Javier Esparza Hernandez, Miembro del Comité
v
Dr. Arturo Serrano Santoyo, Jefe del Departamento de Electrénica y Telecomunicaciones
AA
ADM.
Dr. Martin Luis Celaya Barragan, Diregtor de/iapivisit de Fisica Aplicada
.
/
O.Nuak .
M.C. Cuauhtémoc Nava Button, Director Académico
DEDICATORIA
Con todo mi amor amis padres: ROSENDO y MICAELA, por su comprens!lon, apoyo y carlfio.
A mi adorada esposa MARTHA ALICIA por Ilenar ml vida con
su amor.
A mis hermanos José Manuel, Rosendo, Juan Antonio, Ma. de los Angeles, Teresa de Jesus, Ma. del Rosario, Ma. Estela y
Edelberto, por el orgullo de tenerlos.
AGRADECIMIENTOS
Al- M.
enc.
José Luls Medina Monroy por sus conseJos-
y
ayuda que me brindo para la realizaclioén de este trabajo.
A los miembros de mi comlité de tesis por sus comentarios y sugerenclias proporclonadas para el mejJoramlento de esta tesis.
A todo el personal académico y técnico del CICESE por la ayuda proporcionada durante mi estancla en el mismo.
A mis compafieros y amigos que convivieron conmigo durante
mis estudios de postgrado.
lid.
CONTEN!IDO
| NTRODUCC ION
DISENO DEL
«Ts
s2i
-- CIRCUITOS DE MICROCINTA
Introduccldén
Disefio de Circultos de Microcinta Dispersion en Mterocinta
Discontinuldades en Microcinta
Discontinuldad de Extremo AbiertoDiscontinuidad de Cambio de Impedancia Péerdidas en Microcinta
Pérdidas en el! Conductor
Pérdidas en el Dieléctrico
Pérdidas por Radiacion
AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO EN BANDA Ku Introduccion
Métodos de Disefio
Método de SIintesis de Redes
Método de Optimizacion de Redes
Método Grafico
Método de Disefio Utilizado
Disefio del Amplificador de Bajo Ruido en Banda Ku
Disefio del Preamp!|ificador de Bajo Ruido
Disefio del Amp!lificador de Potencia
ContIinuaclon Contenido
I1V.— CONSTRUCCION Y ENSAMBLE DEL AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO
IV. 1.- Introducc!i6n
IV.2.- Reallzaclon de Circultos de Microcinta
IV.3.-
Disefio de ReciIntos Metal lcos
IV.3.1. Disefio del Recinto Metal ico del PABR IVi3.2. Disefio del Recinto Metalico del
AmpI!Iflcador de Potencia
IV.4.-
Circuito de Alimentaclion
IV.5.- Ensamble del Amplificador de Bajo
Ruldo en Banda Ku
Vee CARACTERIZACION DEL AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO
Vide-
Introducclén
VieiQicm Ajuste y SintonIizaclon
V.3.- Mediclon de Factor de Ruldo y Ganancia V.4.- Medicion de Potencla de Salida
V.5.-
Mediclion
de
Relacion
de
Onda
Estacionaria
Vl.- ANALISIS DE RESULTADOS
VIIl.- CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES
BIBLIOGRAF IA
APENDICE 1.- HOJAS DE DATOS DE MATERIALES Y
DISPOSITIVOS UTILIZADOS
63
63
63
78
78
79
82
83
92
92
9295
98104
10
11
12
13
LISTA DE FIGURAS
Dlagrama
a Bloques de una Estaclon
Terrena
Receptora
Estructura
General
deun
Amplificador
de
BaJo Ruldo.
Lineas de Transmis!I6n Comunes.
Linea de Microcinta. a) Geometria b) Conflguraclion de Campos.
Linea de Microcinta en un Recinto Metalico.
Grafica del efecto de dispersion en términos de la constante de fase y la frecuencla.
Efecto de Dispersion en Microcinta.
Principales Tipos de Discontinuidades.
a) Discontinuidad de Extremo Ablerto. b) Representacion de la Capacitancla Equivalente. c)Representacion de la Longitud
de Linea Equivalente. :
a) Discontinuidad de Cambio de Impedanclia. y b) Circuito Equivalente.
Ampl!|ificador
de
Microondas y sus Redes
de
Acoplamiento.
Metodologia de Disefio.
Diagrama a bloques de amplificadores de
microondas de una etapa {a) y de dos’
etapas
(b).
11
19
21
26
27
28
39
40
14
15
16
ce
18 1920
21
22
23
24
25
26
27
Continuaclion Lista de Figuras
Estructura del Ampl!lficador de Bajo Ruldo.
Proceso de Construccli6én del ABR.
Proceso de Fabricaclon de los Circultos de Microcinta.
Elaboracion del Patrén a Escala en Rubyl ith.
Proceso no-Unl forme en el Grabado de Circuitos de Microcinta.
Mascarlllas de los Circultos de Microcinta Impresas en Kodallth. a) Para el PABR. b)
Para el AP.
Procedimiento Utilizado en el Grabado de los Circultos de Microcinta.
Colocacién de la Muestra en el Proceso de Decapado.
Dimensiones del Recinto Metalico para el PABR.
Dimensiones del Recinto Metalico del AP.
Diagrama de la Fuente de Al imentaclion
utilizada para el ABR.
Fotografla de la Fuente de Alimentaci6n
Utilizada para el ABR.
Fotografla del PABR construido.
Fotografla del AP construido.
Continuaclon Lista de Fliguras
Pagina
Fotografla del Prototipo ABR en Banda Ku. 90
Fotografla
del
Prototipo ABR en
Banda
Ku
91
Final.
Técnica de SIintonizacliéon Post-Fabricacion. 94
Fotografia del Sistema de Medicloén de Factor 96
de Ruldo y Ganancla.
Dlagrama a Bloques del Sistema de Mediclon 96 de Factor de Ruldo y Ganancia.
Grafica de los Resultados Obtenidos de las 39 Mediciones de Factor de Ruido y Ganancia del
PABR.
Grafica de los Resultados Obtenidos de la 100 Medicién de Factor de Ruido y Ganancia del
AP’.
Grafica de los Resultados Obtenidos de la 101 Mediclé6n de Factor de Ruldo y Ganancia del
ABR en Banda Ku.
Esquema de Medicion de Potencia de Salida. 102
Fotografla
del
SIistema
de
Medicion
de
102
Potencia de Salida.
Fotografla del Sistema de Medicioén del ROEV 105 del AmpIIficador Utilizando un Analizador de
Redes.
Grafica de la Relacién de Onda
Estacionarla
107
40
41
42
43
44
45
46
47
48
49
Continuaclén Lista de Figuras
Grafica
de la Relaclién de Onda Estaclonarla
a la Entrada y Sallda del AP.Graflca de la Relaclé6n de Onda Estaclonarla
a la Entrada y Salida del ABR en Banda Ku.
Comparaclon de resultados de ganancia del PABR requerldos (1), de disefio (2), medidos sin sintonizar (3) y sintonlizando (4).
Comparaclé6n
de los resultados de factor
de
ruldo del PABR, requerldos (1) de disefio (2). medidos sin sIntonIizar (3) ysintonizando (4).
.
Resultados
del ROEE
del
PABR,
requerldos
é1) de disefio (2) y después de efectuar lasIntonizaclon (3).
Resultados
del
ROES del
PABR,
requeridos
(1), de disefio (2) y después de efectuar lasintonizacion (3).
Comparacién
de resultados de
ganancla
del
ABR completo requeridos (1), de disefio (2) yexper Imentales
despues
de
efectuar
la
sintonizaclon (3).Comparacion de los resultados de factor de ruido del ABR completo, requerlidos (1),
de
disefio (2) y experimentales después
de
efectuar la sIntonizacion.
Resultados del ROEE del ABR completo, requeridos (1), y experimentales después de efectuar la sintonizacion (2).
Resultados del ROES del ABR completo, requeridos (1) y experimentales después de efectuar la sintonizacion (2).
108
vi
Vil
Vill
XI
XItl
LISTA DE TABLAS
Especificactones de disefio del ABR en banda
Ku.
Comparaclon de las Lineas de Transmis!6n
mas
Comunes.
Materlales de Microcinta.
Resultados del Analisis del GaAsFET NE75803.
Resultados del Disefio del PABR.
Resultados
del
Disefio de los Circultos
de
Microcinta del PABR.Parametros de los Circuitos de Microcinta
del PABR.
Resultados del Disefio de las Redes de
Alimentacion del PABR.
Resultados del Disefio del AP.
Dimensiones de los Circultos de Microcinta
del
PABR
Necesarias para la Obtencion
del
Patron Escalado en Rubylith.
Dimenstones' de los Circuitos de Microcinta
del
AP
Necesarias
para la
Obtencion
del
Patron Escalado en Ruby! ith.
Resultados Obtenidos de las Mediciones’ de Factor de Ruido y Ganancia del PABR.
Resultados Obtenidos de las Mediclones de
Factor de Ruido y Ganancia del AP:
10
48
52
54
55
56
60
69
70
99
XIV
XV
XVI
XVII
XVIII
Continuacion Lista de Tablas
Resultados
Obtenidos
de
la
Medicion
de
Factor de Ruldo y Ganancia -Asoclada del Amp|l|ificador de Bajo Ruldo en Kanda Ku Completo.Resultados
Obtenidos
en
tla
Mediclioén
de
Potencla de Salida del ABR en Banda Ku.
Resultados
Obtenidos de la Mediclion de
las
Pérdidas por Regreso del PABR.Resultados Obtenidos de la Medicloén de las Peéerdidas por Regreso del AP.
Resultados Obtenidos de la Mediclén de las Pérdidas por Regreso de! ABR Completo.
101
104
106
108
DISENO Y CONSTRUCCION DE UN AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO
PARA RECEPCION DE SENALES VIA SATELITE EN BANDA Ku
|.- !tNTRODUCC ION
Los
satélites
y las estaclones terrenas
como
elementos
primordiales de tos sistemas de telecomunicacliones, han Ido evolucionando de una manera raplda, de tal manera que su desarrollo va al mismo ritmo del avance de las comun!icaciones.
Este
constante crecimiento se observa en la utllIlzacion de las
bandas de.frecuencias comercialmente disponibles: la banda C
(3.7 - 6.4 GHz) y la banda Ku
(11.7 - 14.5 GHz). La banda C ha
sido la mas utilizada, por lo que practicamente esta saturada, provocando en ocasiones interferencias entre las sefiales.
Debido
a
lo
anterior,
se ha generado la
necesidad
de
utilizar la banda Ku; permitiendo el envio de sefiales de video, voz y datos de manera digital y a velocidades de transmisioén altas, utilizando para ello sistemas pequefios y con bajo costo.
Los satélites Morelos son hibridos ya que utilizan las dos bandas de frecuencias (C y Ku), por lo que México necesita desarrollar tecnologla propia en ambas bandas, y minimizar la dependencia tecnoldgica del extranjero. Et grupo de
Electronica
de
Alta
Frecuencia del
CICESE
ha
desarrol lado
calidad
comercial.
Ahora la tendencia es desarrollar sIistemas
que operen en banda Ku, para mejorar la Infraestrucrura terrestre en dicha banda. De acuerdo a Io anterlor, el presente trabajo de tesis tlene el slgulente objetivo:
El disefio y la construccl6n de un Amplificador de BajJo Ruldo (ABR) para recepcion de sefiales via satélite en banda Ku
(11.7-12.2 GHz).
El
ABR es una de las partes mas Importantes que’
Integran
una estaclon terrena receptora para comunlicaclones via satélite (Figura 1), ya que en un sistema de este tipo, el amp!!ficador de bajo ruldo tiene la funcion de elevar el nivel de potencia entregado por una antena parabdolica sin contribulr con ruldo, de manera considerable al ruido total del sistema. Las caracterlisticas mas importantes de los ampl!|ificadores de bajoruldo de microondas,
son obtener un minimo factor de ruido con
un valor de ganancia asociada alto, slendo ademas, ambos parametros uniformes dentro. de toda la banda de Interés, asegurando estabilidad y buen acoplamiento en sus puertos de
entrada
y salida.
En base a las especificaciones
comunmente
encontradas de los ABR en banda Ku comerciales para
utilizarse
en antenas de 1a 3 metros de diametro, se determinaron las especificaciones que debe cumplir el ABR y se resumen en laTabla |.
potencia (AP), tal como se muestra en lta flgura 2. Esta
estructura se considero convenliente ya que permite disefiar por
separado al PABR y optimizarlo para obtener el minimo factor de
ruldo.
CONVERSOR DE FRECUENCIAS RECEPTOR
SENAL PROVENIENTE
DEL SATELITE
|
\
|
i.
1
1 |
| lot
|
1 |
VIDEO
| I | EQUIPO Dero
' +4 DEMOD. |
abla
| |
BANDA BASE | yoz
! | uma
|
1 |
\
! tot |
1
It
|
\
hoy
\
1 toy 1
1 toy |
L L-—--— med
V. sint.
Fig. 1.- Diagrama a Bloques de una Estacion Terrena Receptora.
Tabla |1.- Especlficaciones de disefio de! ABR en banda Ku.
Banda de Frecuencias ; 11.7 - 12.2 GHz
Ancho de Banda
:
500 MHz
Factor de Ruido : < 2.5 dB 2200K
Ganancla en Potencia > 40 dB
ROEV
1.6 « 7
Paap : 2 10 dB
Impedancia entrada/salida : 50fn
Alimentacion . 15 V
La organizacion de este trabajo de tesis es la siguiente:
PRE AMPLIFICADOR AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO DE POTENCIA
post =~ aeons
/
ENTRADA
|
||
|
|
|
|
|
|
I
|
Let
FUENTE DE ALIMENTACION
Fig. 2.- Estructura General del Ampl|ificador de Bajo Ruido.
disefio de los circultos de microcinta considerando los efectos de di-spersion y discontinuidad, dado que éstos’ fendmenos
vienen
a ser significativos a frecuenclas superiores a banda X
(frecuencias mayores a 10 GHz).
En el Capltulo I!11 se describen brevemente algunos de los métodos existentes para el disefio de amplificadores de microondas. Se incluye el método de disefio utI!|izado, as!l como el disefio detallado del preamplificador de bajo ruido y_ del amplificador de potencia, los cuales constituyen el amplificador de bajo ruido en banda Ku.
construccléon y ensamble del ABR. Este capIitulo constituye una de las principales contribuclones del trabajo de teslIs, ya que
la construcclon de los circultos de microcinta requlere de alta
precis!ion, as! como de un ensamble minucloso.
En el Capitulo V se presentan las técnicas de mediclon utillzadas para la caracterlzaclon del ABR, asl como los resultados experimentales obtenidos.
En el Capitulo VI se reallza el anallsis de los resultados experimentales obtenidos comparandolos’ con los resultados tedricos esperados y los objetivos originalmente planteados,
En el Capitulo VII se presentan las concluslones y las recomendaciones principales del trabajo realizado.
11.- CIRCUITOS DE MICROCINTA.
Il.1.- Introducclon.
En éste capitulo se describen las consIderaclones necesarlas para el disefio de clirculitos de microcinta tomando en
cuenta
los
fendomenos
de
dispersion,
discontInuldades
y
pérdidas, ya que estos fendmenos se presentan a frecuenclas de microondas, de tal manera que provocan grandes cambios en el comportamiento de los circuitos de microcinta cuandos éstos_ no son considerados, .principalmente a frecuenclas superlores a 10 GHz.Los medios de transmis!6n mas comunmente empleados en las redes de microondas son: la gula de onda, el cable coaxial, la linea de cinta y la microcinta, como se muestra en la figura 3.
La |!Inea de microcinta es el medio de transmision que ofrece mas ventajas para la realizacion de los’ circuitos
integrados hlioridos de microoondas,
como se puede apreciar
en
la Tabla Il.En la f gura 4a se muestra una |Inea de microcinta, la
cual
es
un
medio de transmision planar que consiste
de
una
cinta conduczora y un plano de tierra separados por un mediodieléctrico.
U
LMM
j, wa VY
ErWIMMLLLELELELY_
CABLE COAXIAL LINEA DE CINTAWA,
Er
AIRE
LL
LINEA DE MICROCINTA GIA DE ONDA
Fig. 3.- Lineas de Transmisié6n Comunes.
Tabla I1.- Comparaclion de las Lineas de Transmis!ion
Mas Comunes.
CARACTERISTICA MICROCINTA LINEA DE CINTA COAXIAL GUIA DE ONDA PERDIDAS DE LA LINEA ALTA ALTA MEDIA BAJA
Q SIN CARGA BAJA BASA MEDIA ALTA
CAPACIDAD DE POTENCIA BAJA BASA MEDIA ALTA AISLAMIENTO ENTRE
CIRCUITOS ADYACENTES POBRE REGULAR. MUY BUENO
ANCHO DE BANDA GRANDE GRANDE
MINIATURIZACION MUY BUENA POBRE
VOLUMEN Y PESO MEDIO GRANDE
REALIZACION DE CIRCYITCS
PASIVOS MUY FACIE FACIL FACIL
INTEGRACION
¢/DISPOSITIVOS CHIP POBRE POBRE
TAS POBRE POBRE
c/ MENTOS CONCENTRADOS BUENA PCBRE
cosre ALTO ALTO
cinta conductora y el plano de tierra, no estan contenidas
totalmente en el sustrato dieléctrico, como se muestra en la
no-unlforme con una Interfase abrupta de dleléctrico entre el sustrato y el alre. De lo anterlor, el modo de propagaclion en
la microcinta no es’ TEM puro, sino un modo hibrido con componentes TE y TM. Se puede estudiar con una aproximaclion
cuas!|-TEM 6 con efor (aaa de onda completa que anallzan el
caso
hibrido, sin embargo la aproximacion cuasI-TEM ha dado buenos resultados y en esta se basan cas!l todas las ecuaciones conocldas.
En el desarrollo de éste capitulo se encontraran
CINTA CONDUCTORA ---- CAMPO MAGNETICO —+ CAMPO ELECTRICO
SUSTRATO
DIELECTRICO
4
Ni
(4-5)
WW“
b>}
PLANO DE TIERRA b)
= espesor de ia cinta conductora h = espesor del sustrato dielectrico w= ancho de la cinta conductora
Fig. 4.- Linea de Microcinta. a) Geometria b) Configuracidén de Campos.
microcintas del ABR. Es Importante menclonar que las ecuacliones
para las microcintas, aunque se basan en modelos’ tedricos definidos, son ajustadas empIiricamente a los resultados experimentales para determinado tipo de materlal, lo cual genera errores y desviaciones al utillzar materlales diferentes a los empleados en el ajJuste emplrico.11.2.- Dlsefio de Circultos de MlicrocIinta.
E | problema del disefio de circultos de microcinta, consiste en encontrar los valores flsicos del ancho (W) y la
longitud (1) de la microcinta, que correspondan a su impedancla. caracter!istica (Z) y su longitud eléctrica (6). Los parametros que se utilizan en el disefio de los circuitos de microcinta
son:
1.- Material de la microcinta:
a).- Constante dieléctrica relativa del sustrato (€r). b).- Espesor del sustrato dieléctrico (h).
c).- Espesor del conductor (t).
2.- Recinto metalico:
a).- Altura de la tapa (hg).
Algunos de los materiales mas utillzados,
se presentan en
la Tabla III, donde los Durold es una marca de_ sustratosplasticos fabricados por la compafila Rogers.
microclintas, estuvieron basados en el modelo cuasl-estatlico, donde se utIlIlzaron varias aproximaciones, y se obtuvieron expreslones para el calculo de microcintas que se dividen en
Tabla I!I11.- Materlales de Microcinta.
Mater lal
Er
h
t
(mm )
(mm )
Durold 5880 2n2e 0.7874 0.0356 Durold 5870 2.30 0.7874 0.0356 Durold 6010 10.50 0.6350 0.0356 Alumina 9.69 0.6350 .0.0020ecuaclones de anallsis y ecuaclones de sintesis. Las ecuaclones
de
analisis,
calculan
la
impedancila caracter!istica
de
una
microcinta a partir de sus dimensiones flsicas [Wheeler,H.A.,1964], [Wheeler,H.A.,1965], [March,S.,1981], C[Hamerstad,E. y Jensen,O.,1980] y [Schnelder,M.V.,1969], entre otros. Las ecuaciones de sintesis son aquellas en las que se calculan las dimenstones flsicas de la microcinta a partir de “su Impedancia caracteristica, por lo general se obtine la relacién W/h como funcilén deZzZ y & . Los resultados de Wheeler,H.A.(1965), son utiles en éste respecto, sin embargo se han encontrado recientemente algunas expresiones para obtener mayor exactitud [Owens,R.P.,1976].
Para el disefio de los circultos de microcinta, se considera que las microcintas se encuentran dentro de un recinto metalico, tal como se muestra en la figura §&. El
proceso de disefio de microcintas se desarrolla utilizando una combinacién de ecuacliones de analisis y ecuaciones de sIntesis [Lev ,J.J.,1986)] ; [March,sS.,1981], las cuales tienen una
aproximaclon del 0.1% para la relacion W/h en el Intervalo de
0.01 a 6 y de
0.2% para W/h en el Intervalo de 6 a 10, tomando
como referencla los resultados del programa MSTRIP que efectuta un analisis mas exacto de la microcinta EBr yant:,, TG. , y Welss,J.A.,1968].yj at||Bom
LLMMsMIee
Fig. 5.- Linea de Microcinta en un Recinto Metalico.
Para el disefio de microcintas se utilizaron las ecuaclones de disefio en un programa de computadora, siguiendo la
metodologla que se indica a continuacion:
a)
El
disefio
de
los circuitos se
realiza
de
manera
iterativa, en base a las ecuaciones de anallsis, donde el ancho
de la microcinta se varla hasta obtener el valor de
impedancia
caracteristica deseado. Para hacer mas rapido el proceso, se calcula un valor iniclial del ancho de la microcinta a partir dela ecuaclon de sintesis silgulente [Wheeler,H.A.,1965]:
—
4
Zz 7+é 4+ Er
We «holeés) Vit€r—1] ( 1 ee (tee
z[exp (gag V14 Er )-1]
sh
A
partir
del
valor
tInicial de
W/h
calculado
con
la
ecuaclon 1, la convergencla al valor de Z requerido es masraplida.
b) El ancho de la microcinta obtenido en el paso anterior, se modifica al considerar el espesor del conductor
[Wheeler,H.A.,1965].
Esta
modificacién al ancho fisico de
la
microcinta (para efecto de calculos solamente), se debe a que las ecuaciones utIilizadas consideran que el espesor del conductor es cero, !o cual no es valido en algunos circultos de microcinta grabados en sustratos plasticos, y en circuitos donde la microcinta se disefia para transmitir potenciasmedianas y grandes, en donde el espesor del conductor puede ser
significativo.Por lo anterior,
para efectos de calculo el ancho
flIsico
de la microcinta se reemplaza por un ancho efectivo We definidocomo:
Wea2W + AW (2a)
Donde AW es el camblo en el ancho de la microcinta y puede
expresarse como:
west r+ ma asin|(t) + (gh) ‘|
(2b)
El efecto del espesor del conductor de la microcinta, es el de disminulr su Impedancla caracterlistica (Incremento aparente del ancho flilsico), debIldo a la disminuclén de la
2
constante
dieléctrica efectiva ©eff
[=(c/vp) ,
donde c es la
velocidad de la onda en el vaclo y vp la velocidad de propagaclion de la onda en el sustrato].
oy El tercer paso en el proceso de disefio, consiste en calcular la impedancia caractertistica. Esto se realiza
considerando
la microcinta dentro de un reciInto
metalico.
La
altura de la tapa provoca varlaciones en_= su impedancla caracterIistica y en su constante dieléctrica efectiva.
La impedancia caracterl|lstica de una microcinta depende de la impedancia caracteri{stica Zoa enel aire y la constante dieléctrica efectiva del sustrato, es decir [Edwards, TG 5
1981]:
Veet
(3)
De la ecuaclon 3 se observa que es necesarlo obtener Zoa y
cert
para
el calculo de la Impedancla
caracteristica
de
la
microcinta.
Para una altura de la tapa del recinto flinita, la Impedancla caracteristica de una microcIinta suspendida en alre se define como:
Zoq = Zoaw~4 Zoa
(4)
donde Zoawes Ia Impedancla caracteristica de una mlicrocinta abierta suspendida en alre. La expreslon exacta de ésta es
[Hamerstad,E. y Jensen,O.,1980]:
£ (W/p) [ (3)"] =
Zz = 60iIn2
—— +
J
I+
=
("/»)
(6a)
donde f(W/h) es:
30.668"?
F (W/n) = 6 +(2 i - 6) ele -
)
]
Wn
(5b)
El término SZoa de la ecuacién 4 es la correccién para Zoa .debido a la altura finita (hg) del recinto metallco. Esto es,
15
las expreslones que definen a AZoa seran funclioén de hg y por lo tanto la Impedancla caracterlstica de la microcinta sera
tamblén dependiente de este pardametro.
Dado que para AZoa €r=1 entonces AZoa es:
AZog= PQ (6)
donde P y @ estan dadas por:
Ye
cs 1,389
P= 270% 1< tan h
|
1.1924 0.705 (14 72) _
fa
(6a)
14+ _¢
2
4
Ww
wy?
w\
h
Q= 41,0109 — ton h bo.ore - + o.477(7t) — o.0e7(Z) | 4 72)
(6b)
hEl desarrollo de una ecuacion exacta para la constante dieléctrica efectiva Eerf, requiere que se utilice el factor de
|lenado (q), donde:
&
é; - [
(7)
Este factor de I|lenado esta dado por:
G= (Ga- 47) Ve
(8)
donde qo es el factor de |!lenado para una altura de tapa iInfinita (una microcinta con un espesor de la clnta conductora
igual a cero), Gr es la correcclon para un espesor del
conductor de la microcinta diferente de cero, Y de es la correcclon para una altura finita de Ia tapa del recinto.
Para
da,
Hammer stad,
E.
y
Jensen,O. (1980)
tienen
ecuaciones muy exactas:
h\i
Ge =( +10 ~) (9)
donde
Re o(¥) or)
(10)
donde a(W/h) se obtiene de:
edsMG[Ee]/[eedop a” [6]
(11)
y b(Er) como sigue:
ye
b (E,)= - 0.664 et)
(12)
r+ 3.0
flnalmente qt y qe se obtienen respectivamente con las ecuaclones 13 y 14 como sigue:
é
2in 2]
t/h
t= —_[S———_——= TW/\VYo. °
|
(3)
h
1.164
q.F tanh (1.043 - Oy 2 2"
cr
(
h
a
(14)
para he/h > 1
Et disefio de circuitos en microondas, princtpalmente a
frecuencias superiores a irate Ry se debe comp !lementar
considerando los efectos de dispersion, discontinuidades y
pérdidas, y eésto se debe a que a estas frecuencias' dichos
fendmenos causan variaciones considerables en e! comportamiento
de los circultos de microondas.
En las secciones siguientes se describen los fenomenos
11.2.1.- Dilsperst6n en Microcinta.
Las
formulas
para
el
calculo
de
la
Impedancla
caracteristica y la constante dleléctrica efectliva, se basan en
un modelo de propagac!6n*‘cuas!I-TEM. En bajJas frecuenclas ésta
es
una buena aproximaclon estatica de una estructura dinamica.
SIln embargo,
en altas frecuenclas, cuando la frecuencla de una
sefial que excita a una linea de microcinta se duplica, la constante de fase P (=27/Ag) no es exactamente el doble (algunas estructuras de |[neas de transmisiéon tlenen este tipo de comportamliento, Indicado en la flgura 6). Ademas, la constante dieléctrica efectiva y la impedancia caracteristica de una |{nea de microcinta emplezan a cambiar con la frecuencia. A este fendmeno se le conoce como dispersion [Edwards, Tse CG.
1981], y es orlginado por modos hibridos de propagaclion.
La dependencia en frecuencia de la constante dieléctrica efectiva describe la Influencila de la disperslon en la
velocidad de fase,
de donde e! ancho efectivo de la microcinta
se
ve alterado debido al efecto de dispersion en la impedancla
caracterlstica. La velocidad de fase en la microcinta disminuye
con
el
incremento
de la frecuencia,
lo
cual
hace
que
la
dimension Fisica también disminuya. La Impedancia caracterlstica de la microcinta se Incrementa con la
frecuencia,
de
tal
manera
que
el
ancho
efectivo
debera
disminulr con la frecuencia.
e
[er]
A [mor]
Flg. 6.- Grafica del Efecto de Dispersion en Términos
de la Constante de Fase PB y la Frecuencla.
los efectos de dispersion pudleran ser despreclados esta dada por la expresion:
#, GHz) = 03
€=1
“
(15)
donde h es el espesor en (mm), Er es su constante dleléctrica.
Cuando Er tlende a la unldad y Z es de valor alto, el efecto de
la
dispersion en frecuencla se puede despreciar a_
frecuenclas
menores a f,.
Al iIncrementarse la frecuencia, el fendomeno de dispersion provoca que los campos sean mas concentrados por debajJo del conductor de la microcinta. Dado que los campos forzados en el sustrato dieléctrico, tienden a iIncrementarse conforme aumenta la frecuencla, se puede definir una constante dileléctrica
efectiva dependiente de la frecuencla Eert(F) como:
2 c
Vp (t)
(f=
(16)
Cott
Fundamentalmente, el problema que se tlene al consliderar
el
fenomeno
de
dispersion de una
IInea
de
microcinta,
es
resolver los campos de una microcinta para la velocidad. de propagaclon dependiente de la frecuencla Vp(f). Los limites de Ceff (Ff) se establecen muy facil lmente: en el extremo de baja
frecuencia
su valor se reduce al valor TEM-estatico,
mientras
que
si
la frecuencia se Incrementa Infinitamente’ Eeff(f)
se
aproxima al valor de la constante dieléctrica relativa Er del
sustrato, es decir:
éeff cuando f—O Ere (f) E, cuondo fo
Entre dichos limites, Ceff(f) es una funcion continua, como se muestra por la curva general de la figura 7.
Algunas de las formulas para la dispersion de la constante
dieléctrica
efectiva fueron comparadas con la
formulacién
de
expanslo6n de campo de Jansen, R.A € 1978) Y la técnica de dominio espectral de Knorr,J.B. y Tufekcioglu,A. (1975). La aproximacién del modo eléctrico de seccidén longitudinal de
Er
CONSTANTE
DIELECTRICA
EFECTIVAErr (t)
eff
oO frecuencta oo
Fig. 7.-— Efecto de DispersI6on en Microcinta.
Getsinger,W.J.(1973) es la mas exacta hasta 18 GHZ para sustratos de alumina. DIicha aproximacién fué modificada por Hammerstad,E. y Jensen,O.(1980) qulenes defilnen la constante dieléctrica efectiva como:
Er — Eott
.
= SS
(17)
© ort i= ©
1+6 (*/4,)°
donde eff esta dada por la ecuacion 7 y fp es una aproximacion a la frecuencia de corte del primer modo TE la cual se obtlene
por:
fo Bith
(17a)
En
esta ecuaclon fp se encuentra en GHz y el espesor
del
sustrato h en cm. En la ecuacion 17 se puede observar que para fp>>f, Eetff (Ff) = €eff. En otras palabras, lineas de altaimpedancia en sustratos delgados son menos dispersivas.
Expreslones
para
el factor G de la ecuaclén 17 han
sido
obtenidas por diversos autores, Getsinger ,W.J.(1973), Bianco,B.,et al.(1978) entre otros, qulenes lo determinaron de una manera emp!Irica para diferentes tlpos de_ sustratos. Hammerstad, E. y Jensen,O.(1980), en especlal, lo definen en funclén de la constante dieléctrica Er como:4
o- 12 &=1 (2) i
(18)
42
Cerf
60
Para
predecir
la
dependencia
de
la
impedancla
caracterlstica con respecto a la frecuencia, el modelo de gula
de
onda
plana puede comparar resultados con las
técnicas
de
expansion de campo y de dominio espectral. La formulaclon de
gula
de onda plana propuesta por Kompa,G.
y
Mehran,R.(1975),
fué modificada por Owens,R.P.(1976) para obtener la pendiente
23
asegurar el correcto comportamlento asintdotico, tal como sucede en la constante dleléctrica efectiva. Basado en ésto, la
Impedancla caracterlstica dependliente de la frecuencla es:
120 Tih
(19)
Z(f) = Wort)
[Core
- OF ‘Ve
donde el valor de Weff(f) se encuentra como sigue:
Wert — We
(20)
1+ (/A,)*
W eff (t) = WetEl valor de Weff es el ancho de una gula de onda de placas
paralelas
con altura h,
la cual tiene la misma iImpedancia que
la microcinta. Este ancho cuasi-estatico esta dado por:
Wore = 20H h
o1
zZ [ore | ¥2
-
ey}
donde Z es el valor estatico (en D.C.) de la impedancia de la
microcinta.
mediante la sigulente expreslon:
8
Of 22
1.2 £ /Eore (f) f :
Las
dimensiones’
fisicas
flnales
de
los
circultos
de
microcinta,, se obtlenen después de considerar los efectos de
discontIinuldades que se tratan en la sigulente secclon.
11.2.2.- DlscontIinuldades en Microcinta.
Cualquier circulto distribuldo contiene inherentemente
discontinuldades’ y los circultos de microcinta no- son la
excepclon, por lo que Invariablemente estan acompafiados de
discontinuidades de uno u otro tipo. Algunas de las formas de
discontinuldades mas comunes se muestran en la figura 8.
Las
discontInuldades mas significativas son las
causadas
por un cambio abrupto en la geometria de la cinta conductora
y los extremos abiertos, donde las distribuciones de los campos
éléectrico y magnético son modificadas cerca de la
discontinuidad.
La
alteracién
de la distribucién
del
campo
eléctrico genera un cambio en la capacitancia y la alteracion
de la distribucion del campo magnético, puede escribirse en
términos de una inductancia equivalente. El analisis de las
discontinuidades de microcinta, involucra la evaluacion de esas
3 ANGULOS Y DOBLECES
1
L- EXTREMOS ABIERTOS
Pa
|
4- UNIONES T
2- CAMBIO DE ANCHO
5- UNIONES DE CRUCE
Fig. 8.- Principales Tipos de Discontinuidades.
Dichas discontinuidades generan solamente pequefias
capacitanclas e inductancias (a menudo <O.1 pF y <O.1 nH), sin embargo sus reactancias vienen a= ser significativas a
frecuencias
arriba
de
banda
xX.
El
comportamiento
de
los
amp!!lficadores, como es el presente caso, se ve considerablemente afectado por las discontinuldades [Akello, R.J., Easter,B. y Stephenson,1977].
El analisiIs:de las discontinuidades puede realizarse en condiciones cuasi-estaticas o en rigurosos analisis de onda completa. De este analisis surge un circuito equivalente, el cual es diferente para cada tipo de discontinuidad. En lo
particular
para’ este
trabajo,
Unicamente
se
tratan
las
discontinuldades de extremo abierto y camblo de Impedancla,
dado que son los tipos que se encuentran en el! disefio de los
cilrcultos del ABR.
11.2.2.1 .- Dlscontinuldad de Extremo Ablerto.
El
efecto
de
la
capacitancla
parasita
de
una
discontinuldad de extremo ablerto, puede ser transformada en
una longltud extra equivalente de la IInea de microcinta Aloc
como se muestra en la figura 9.
Una expresién empirica para el calculo de la longi tud
equivalente (Aloc/h) ha sido obtenida al modificar la
expresion derlvada por Hammerstad,E.O., y Bekkadal,F.(1975). La
expresion esta dada como sigue [Gupta,K.C., Garg, Benedek y
Bahl,|I.J.,1979]:
E
0.3
W/, + 0, 262
Abe = OeETOS a
(23)
hf
Eett - 0.208 W/n +?
El maximo error relativo de la ecuacién 23, comparada con
una expresi6én mas exacta obtenida_ por Silvester,P., y
Benedek,P.(1972), es menor del 4% para W/h>0.2 y 2< Er<so, la
cual no se utiliza porque necesita extensos calculos.
Para compensar este tipo de discontinuidad,
se reduce
la
27
|
j
a) A
€,
I
f
{T
Fig.
9.- a) DiscontIinuidad
de
Extremo
Abierto.
b) Representacién de la Capacitanclia Equivalente.
c) Representacion de la Longitud de Linea
Equivalente.
la ecuaclon 23.
11.2.2.2 .- Discontinuildad de Camblo de Impedancia.
eléctrico y magnético. Esta distors!lon hace que la I!nea ancha
se alargue y que la |IInea angosta sufra una reduccldén del mismo
orden.
=
Fig. 10.- a) Discontinuidad de Cambio de Impedancia.
b) Circulto Equivalente.
El
efecto
de
la capacitancia parasita asoclada
con
la
|lInea ancha es el de incrementar la longitud de ésta_ y
disminuir la longitud de la lInea angosta por la misma
cantidad. Como esos efectos son pequefios, el cambio en las
longitudes puede aproximarse por [Hammerstad,E., y
Bekkadal,F.,1975]:
Ww
AVes = K los a)
(24)
4
ancha.
Una
alternativa
y
mas
exacta
aproximacion
para
caracter |zar la dlscontinuldad de camblo de Impedancla, es
utilizary el clrculto equivalente mostrado en la figura 10b. Una
aproximac!iOon para calcular la Inductancla asoclada con la
discontinuldad Ls, esta dada por [Gupta,K.C.,Garg,Benedek y
‘Bahl, |.J.,1979] como sigue:
L
Wy
Wy
W,
2
Ss. aq) = 40.5 (-
h Wo- 76 log —4 + o.2(“L _ 4)
Wo Wo(25)
donde
Ls= Wttle
(26)
La ecuacion 25 es la aproximacion numérica de la ecuaclon
26
y
su
precision se encuentra en (45%
para
W,/We
<
5
y
We/h =1).
Las inductancias Ly, y Lg se obtienen con las’ siguientes
aproximaciones:
iE
Wo
abs
(28)
u
wy + "We
L
donde
Lw,
y
Lwg
son
las
Inductancias
asociadas
con
las
impedanclas caracterlsticas de las dos I|Iineas, las cuales’ se
deflnen como:
(29)
Zeveatt! (4/m)
(30)
lwo = 3
Las longitudes de |IInea adicionales correspondlentes al
efecto inductivo pueden escribirse como:
Al, = Alp _
_ks
(31)
h
h
(Lwy — Lwo)h
La compensacion practica a este tipo de discont!inuldad, se
realiz6
considerando los efectos capacitivo e inductivo de
la
discontinuidad, esto es, recortando la longitudes Ales y Al, a
la longitud de la I|Inea ancha, y solamente la longitud Alg a
aumentar & les a la linea angosta C[Hammmerstad,E.0O., y
Bekkadal,F.,1975].
Para cuantIiflicar y compensar los demas tipos de
discontinuldades, se puede recurrir a Gupta,K.C., Garg,
Benedek, y BahI,1.J.(1979), ° a Hammerstad,E.0O. y
Bekkadal,F.(1975), entre otros.
11.2.3. Pérdidas en Microctinta.
A
frecuenclas de microoondas es necesario
minimizar
ias
pérdidas en las IIneas de microcinta ya que estas contri buyen a
degradar la sefial de un ampllificador disminuyendo su ganancia y
aumentando su factor de ruldo, por ejemplo si la red de entrada
del preampI!1ficador de bajo ruldo tuviese péerdidas
significativas, estas se sumarlan directamente al factor de
ruldo
del
sistema,
lo
cual
serla
contraproducente
a_
los
objetivos
de
disefio.
En
los
circultos
de
microcinta
se
presentan tres tipos de pérdidas, estos son:
1.- Pérdidas en el conductor.
2.- Perdidas en el sustrato dieléctrico.
3.- Pérdidas por radiacion.
11.2.3.1.- Pérdidas en el conductor.
Las pérdidas en el conductor son debidas a la
conductividad finita, tanto de la cinta conductora como del
plano de tierra de la microcinta.
Expreslones exactas para evaluar las pérdidas del
conductor (&c), fueron obtenidas por Pucel,R.A., Masse,D.J., y
Hartwing,C.P.(1968), los cuales consideran una distribucli6n
no-unlforme de corrlente a través del ancho del! conductor. Estas
ecuacliones han sido divididas en tres Intervalos como sigue:
Para W/h < 1/27
8.68 Rs h h 4Tiw t (32a)
“~ = ——= P
1+
+ im
(" atv , t)
c
eT Zh
l
Wort |! Wort
t
w
Para 1/21 < W/h «< 2
oc, = ~eESBLRs:. 6.4
(32b)
S
27 Zh
Para W/h > 2
-
Weft
‘
ox. = 8-58 Rs g
Weff +2 In [en exp (tate090]
Wott,Tr
c->Th
=a a
2h
h
w
2 " ait40.04
(32c)
donde
33
O
=
14-4"
Wore TT Wore
( a t)
+h
t
b
(32e)
e
=
Para una Impedancla caracteristica flJja, las pérdidas del
conductor disminuyen Inversamente con el espesor. del sustrato y
se
Incrementan
con
la frecuencia,
ya que
la
capacitancia
parasita con el plano de tierra se disminuye. I11.2.3.2.- Pérdidas en el dieléctrico.
Las pérdidas en el dieléctrico en una I|Inea de microcinta,
son un parametro Importante cuando los circultos de
microondas
requieren considerar pequefias atenuaciones. Se han derivado expresliones”) para la atenuacion constante para un dieléctrico con tangente de pérdidas tand ,que son [Bahl,1!.J. y Triverdi,
DK... 1977]
Er
Eerp — 1. tond (48/cm)
(33)
%q = 273° Eee) ¥2
ec, —1
Ao
donde Ao es la longitud de onda del espaclo |ibre.
Las pérdidas del dieléctrico son normalmente muy pequefias comparadas con las pérdidas del conductor. Sin embargo en
sustratos plasticos,
cuando la constante dieléctrica es alta y
resulta que las pérdidas en el dieléctrico vlenen a ser del
mismo orden oOo mayores que las pérdidas en el conductor
CEdwards, T.C.,1981] [Bahl,!1.J. y Triverd!,D.K.,1977].
11.2.3.3.- Pérdidas por Radlaclon.
Como la microcinta es una estructura ablerta, la potencia
tamblén
puede perderse por la radiacién causada por’
cualquier
discontinuldad. Las pérdidas por radlaclon son proporclonales a
i
2
(h/Ao) , por lo que la frecuencia en la cual clertos espesores
de sustratos puedan ser usados para clerto dispositlivo, tendra
un I|imlte superlor, dependiendo de’ la constante dieléctrica del
sustrato asl como de su geometria. La dliscontIinuldad que causa
una mayor radiaclon es el extremo ablerto.
Las pérdidas por radiacion se pueden expresar en términos
de la resistencia de radiaclon Rr definida por:
(34)
donde la relacion Pr /Pt se puede aproximar como sigue:
Pr
t2
/n¥
£41 (Eott-1)
in (eee
P 2A Zz (7)
E off
2 Eott/€ett
(35)
Para una IInea de 50M son proporclonales a:
lo cual Implica que con sustratos de €r alta, las pérdidas por
radlaclon son menores que las correspondlentes a sustratos con
Er baja.
En el capitulo siguiente se realliza el disefio del ABR
utIllizando lo descrito en este capitulo en lo referente para el
disefio de los circultos de microcinta.
36
Il1l.- DISENO
DEL AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO EN
BANDA Ku.
I11.1.- Introducclion.
En este capltulo se menclonan algunos’ de los métodos
utllizados en el dlsefio de amplificadores en microondas, se
describe el método utI!I|lzado en este trabajo,
y finalmente'
se
realiza el disefio del ABR en banda Ku.
l11.2.- Métodos de Disefio.
El objetivo basico del disefio de ampIi|Ificadores de bajo
ruido, es el de conseguir el minimo factor de ruldo posible,
con una alta ganancia asociada, ademas de que ambos tengan- un
comportamiento lo mas uniforme posible dentro de la banda de
interés, asegurando estabillidad y buen acoplamiento.
El proceso de disefio consiste en la obtencidén de las redes
de acoplamiento de los puertos de entrada y salida del
transistor, para obtener la respuesta deseada. Existen varios
métodos para encontrar dichas redes, los cuales se tratan en
las siguientes secciones.
111.2.1.- Método de Sintesis de Redes.
Este es un método de disefio, _cuyo problema principal es
sintetizar un circuito reactivo que presente una funcion de
sintetizar
las redes de acoplamlento de entrada y
salida,
se
requlere que las Impedanclas correspondientes del transistor
se describan en términos de un circulto equivalente, separando
las componentes resistivas y reactlvas.
El proceso de sIintesIis
se reallza entre cargas resistivas puras, y las componentes
reactivas del circulto equivalente del transistor, se absorben
por la red sintetlizada.
La sIntesis se puede efectuar a partir de modelos de
circulto equivalente con elementos concentrados ~ que
poster lormente
se
transforman
a
elementos
distribuidos
[Mellor,D.J. y Linvill,J.G.,1975]. Actualmente existen—
programas comerclales que efectuan la sfntesis de manera rapida
y eficlente [Besser,L.,1979] [Besser,L.,1981].
111.2.2.- Método de Optimizacion de Redes.
El método de optimizacion de redes es un- procedimiento
mediante el cual se modiflcan los valores de los elementos
(impedancia y longitud eléctrica), con el objeto de que la red
se ajuste a las condiciones de disefio, para minimizar el error
entre
las respuestas objetivo y la calculada con el
circuito.
La
funcioén
de error que se establece,
sirve
como
cifra
de
mérito para comparar la respuesta real con la respuesta deseada
de la red. El criterlo de la funclon de error puede ser del
tipo de error cuadratico medio, error de Chebyshev o algun
otro, dependiendo de los’ elementos varlables de la red
[Velazquez Ventura, 1980].
Una caracterlstica Importante de éste método, es que puede
emplearse como complemento de los anteriores o por separado.
111.2.3.- Método Grafico.
Este método utiliza los parametros de dispersion
(parametros Ss ) y de ruldo del transistor, y la carta de
Smith. La denominacién de metodo grafico, se debe que
proporciona Informacion visual de las posIbI|lidades y
limitaciones del transistor o dispositivo activo a utllizar.
El proceso de disefio se Inicla dibujJando sobre la carta de
Smith los clrculos de ganancia y de factor de ruldo constantes
calculados con los parametros S del transistor. De Igual forma
se obtienen los cilrculos de establlidad de los puertos de
entrada y salida del mismo. Con la Informaclén obtenida, el
disefo se realiza localizando los coeficientes de reflexion
sobre la carta de Smith que proporcionen los valores de factor
de ruido y ganancia deseados, asegurandose que éstos no se
encuentren dentro de las regiones de inestabilidad
[Bodway,G.E.,1967]. Definidos los coeficlentes de reflexion de
la entrada (Te) y de salida (I's) del transistor,
se obtienen
las redes de acoplamiento, transformando la impedancia asociada
a
dichos
coeficientes a la impedancia
caracterIstica
de
la
l[Inea Zo. En la figura 11 se muestra el diagrama de bloques
basico de un amplIificador de microondas’ Indicando sus
coeficientes de reflexién de entrada y sallida.
|
RED DE
a
S.
RED DE
TRANSISTOR
ACOPLAMIENTO
DE
Ld ACOPLAMIENTO
DE ENTRADA
©
MICROONDAS
©
DE SALIDA
= 50.0.
Zop= 502
Fig. 11.- AmpIIficador de Microondas y sus Redes de Acoplamiento.
[11.2.4.- Método de Disefio UtilIizado.
El método de disefio es una combinacion del método grafico
con el método de optimizaclion, que fue implantada en el
programa de computadora ADMIC [Medina Monroy, 1982]. Este
método fue realizado para la computadora PRiIME 750 del CICESE y
se utillz6 posterlormente en el disefio y construccién de un
prototipo Industriallzable de un ABR en banda C [Medina Monroy,
et al,1985]. El proceso de disefio del amplificador en banda Ku,
es similar
al
de
banda C,
solo que tiene algunas variantes,
principalmente en la obtencion de los circuitos de
microcinta,
dado que ahora se consideran los efectos de dispersion y
discontinuidades, lo cual representa la mayor fuente de error
en la obtencioén de los circultos de microcinta que operan en la
banda Ku. En la figura 12 se muestra e! diagrama
que
describe
la metodologia de disefio, la cual se describe a cont inuacién,
agregadas al programa ADMIC.
INICIO
ESTABLECER
MODIFICACION
OBJETIVOS
DE ELEMENTOS
NO
ATISFA
ANALISIS DEL
O
| AMPLIFICADOR
sl
SELECCION DE
TRANSISTORES
*
CALCULO DE
MICROCINTA
1
ARACTERIZACION
ANALISIS DE
TERMINA
DE TRANSISTORES
TRANSISTORES
DISENO
.
CALCULO DE
CALCULO DE
REDES DE
COEFICIENTE DE
|ACOPLAMIENTO
REFLEXION OPTIM}
Fig. 12.- Metodologia de Disefio.
La
Metodologia de disefio utilizada en el presente trabajo
es la siguiente:
Establecer Objetivos.— En este punto se establecen las
especlficaclones ° caracter!isticas que el ABR debera
satisfacer, es decir, el iIntervalo de frecuencias de operacion,
la ganancia deseada, el factor de ruido maximo, potencia de
salida (Pyga) y la relacion de onda estacionaria de voltaje a su
Selecclion y Caracterlzaclon de Transistores.-— La selecclon
de transistores se reallza en base a los objJetivos de dlisefio
estableclidos. Las caracterlisticas principales que se deben
tomar
en cuenta son:
factor de ruldo,
ganancla y potencla de
sallda que puede entregar cada disposit!lvo en la banda de
Interés. En este paso se determinan experimentalmente, los
parametros S y de ruldo para cada uno de los’ dispositivos
prevlamente selecclonados a cada una de las’ frecuenclas de
Interés
y
bajo las condiclones de polarizacil6n
establecidas.
Covarrublas’
Rosales,
(1980) definio un método para determinar
los parametros S de los transistores de microondas en banda C,
en banda Ku esto Implica un trabajo extra, razd6n por la cual se
utllizaron los parametros reportados por el fabricante, lo cual
puede
iIntroducir
un
error en el disefio,
el
cual
se
puede
compensar en el proceso de sintonizaclion post-—fabricacion. Una
manera mas exacta de compensar ésto, es por medio de un
analisis de tolerancias enel cual se hace un analisis del
amplificador suponiendo que las magnitudes varian 40.1 y los
°
angulos en +10 [Hammerstad,E.0O., y Bekkadal,F.,1975].
Analisis
de
Transistores.- El
proceso
de
analisis
de
transistores,
consiste en utilizar los datos de los parametros
S y de ruido obtenidos en la caracterizaclon del dispositivo
para observar sus capacidades y |imitaciones. En este punto se
hace un analisis de ganancia [Eisenberg,J.A.,1974] y un
anallisis
de
factor
de
ruldo
[Fukul,H., 1966]
[Elsenberg,J.A.,1974].
Este
proceso de analisis es una de las
42
funcilones que reallza el programa ADMIC.
Calculo
de
Coeficientes
de
Reflexion
Optimos.- En
la
figura 13 se muestran los dlagramas a bloques de amp!1!flcadores
con una y dos etapas, Indicando los coeficlentes de reflexion a
T) Transistor
‘| DE cr
[
ay
RED DE RED DE
50.0. |ACOPLAMIENTO} . ACOPLAMIENTO) 50 1
DE ENTRADA DE SALIDA
TS | re | g2
.
2L.
ee
RED DE eas RED DE oe RED DE
502.
ACOPLAMIENTO.
~~!
ACOPLAMIENTO|
2
ACOPLAMIENTa
< 509
DE ENTRADA
INTERETAPA
DE SALIDA
Fig. 13.- Diagrama a Bloques de Amplificadores de Microondas de una Etapa (a) y de dos Etapas (b).
a la entrada y salida de cada transistor. El calculo de los
coeficientes de reflexion optimos ( I"g y
[c) se hace basandose
en el método grafico iImplementado en computadora [MedIina
Monroy, 1982], a partir de los pardametros S y de ruido de cada
transistor, y del comportamiento en factor de ruldo y ganancia
Calculo de las Redes de Acoplamlento.- Las redes_ de
acoplamlento tlenen la funclon de hacer una transformacli6n de
Impedanclas complejJas a complejJas o de complejJas a reales y
viceversa, para lo cual se conocen algunos métodos
[Cohn,S.B.,1955]
[Vendelln,
G.D.,1982].
Las
redes
de
acoplamlento del transIistor, se calculan para acoplar la
Impedancla de entrada correspondiente al coef iclente de
reflexion Pg, a una Impedancla caracter!istica real de 50%
para una red de entrada, de la Impedancia de sallida ( Me,) ala
Impedancla de entrada del siguiente transistor ( Mgp) para una
red Intermedia haclendo un acoplamiento entre’ Iimpedancias
complejas, y de Me, a 50QN para la red de salida.
El programa ADMIC tiene integrado un algoritmo para
calcular las redes de acoplamiento basado en las ecuacliones
exactas de Przedpelski, A.B.(1980).
Esta
etapa
de
disefio
y
el
programa
ADMIC,
fueron
modificados de la siguiente manera: Cuando se reallzaba un
disefio
en banda C,
se utilizaban capacitores de
bloqueo
del
orden
de
cientos
de
pF,
los
cuales
no-
presentan
una
mod|ficacién considerable en el comportamlento de amplificador,
sin embargo en banda Ku estos mismos’ capacitores introducen
pérdidas considerables. Realizando un estud!lo comparativo, se
encontro que los capacitores de 1 pF son los que introducen
menos pérdidas a 12 GHz, pero que al mismo tiempo, provocan un
desacoplamiento en las redes debido a sue mayor reactancia.
valor del capacitor de bloqueo en el calculo de las redes de
acoplamlento.
ModIificacién de Elementos.- Este proceso se denomina
optimizaclon, y consiste en la variacion de la Impedancla y
longitud eléctrica de cada uno de los elementos de las_ redes,
hasta obtener el comportamlento deseado del amplificador. El
programa ADMIC. reallza esta funclén de manera optativa y en
caso de reallzarse, se puede efectuar de manera manual o
automatica.
Calculo de Microcintas.- En esta etapa del disefio, se
calculan las dimensiones flisicas de los circuitos de
microcinta-correspondientes a las redes de acoplamiento del amp! ilficador.
Este
proceso
se
reallza
considerando
los’
fendmenos
de
disperslon y discontinuidades, descritos en el Capitulo I1.
En
esta
etapa la
subrutina
de
calculo
de
microcinta
del programa ADMIC fue modificada utilizando las ecuaclones
descritas en el capitulo I!, considerando’ los parametros' de
altura
de
tapa (hg),
y el espesor del conductor
(t)
de
la
microcinta, asi como los efectos de dispersion y compensacion
de discontinuidades. Ademas de las dimensiones fisicas de los
elementos, el programa ADMIC con la modificacion realizada,
opcionalmente esta en condiciones de proporclonar Informacion
relativa al ancho efectivo, constantes dieléctricas efectivas,
pérdidas del conductor y_ del dieléctrico (dB/mm) , y las
velocidades de propagacioén relativas de los distintos
elementos de un circulto.
111.3.- Dilsefio del Amp! !Ificador de BaJo Ruldo en Banda Ku. Con la metodologia descrita en la secclion I1l.2.3, el disefio del amplificador de baJo ruldo en Banda Ku, se reallzo bajo las sigulentes cons!Ideraclones: El ABR debera satisfacer las especlficaciones mostradas en la Tabla |, con la estructura dada en la figura 14. La definici6én de la estructura se
PREAMPLIFICADOR
AMPLIFICADOR.
AMPLIFICADOR DE
DE BAJO RUIDO
DE ALTA GANANCIA
GANANCIA LINEAL
CIRCUITO DE ALIMENTACION
Fig. 14.- Estructura del Amp!ificador de Bajo Ruldo.
logro al analizar algunos transistores de efecto de campo de Arseniluro de Galio (GaAsFET) que son posibles de utilizar de acuerdo a su factor de ruido, ganancia y potencia de salida que proporcionan en el Intervalo de frecuencias de interés (11.7
-12.2 GHz). Dado que cada transistor puede entregar una gananclia
alrededor de 8 aB, cinco etapas de amplIificaclén ofrecen una
ganancla de potencta de aproximadamente 40 aB, lo cual cumple
con el requisito estableclido.
‘La estructura de ABR se encuentra dividida en tres
bloques: el primero de ellos es el preamplificador de bajo
ruldo, el cual tlene una gran Importancia debido a que el
factor de ruldo global del ampliflilcador depende de su factor de
ruldo (F4) y de su ganancla asoclada (Gy). Es) segundo bloque
lo constIituye el amplIiflicador de alta ganancla (AAG) con factor
de ruldo Fy y ganancia Gz, y el amplificador de potencla lineal
(APL) con factor de ruido Fz y ganancla Gz correspondientes
al
tercer y ultimo bloque.
sl se considera al ABR compuesto por tres etapas, el
factor
de ruido total Fr del amplificador se determina con
la
siguiente ecuacion [Friss, H. T. 1944]:
Fee Ry Set 5 fot
(35)
Gy
G, G2
De esta ecuacién se puede observar que cuando la ganancla
del PABR (G,) es baja, la segunda etapa (AAG) contribuira
considerablemente a que el factor de ruido total del
amplificador Fy, aumente. También es importante hacer la
observacion que el factor de ruldo de la tercera etapa (APL) no
contribuye
de manera signiflcativa al Fr,
lo cual hace. que en
el disefio de esta etapa, el factor de ruldo no sea un requisito importante.
El! disefio del ABR se !I!levé a cabo en dos etapas separadas: en la primera etapa dada en la secclon I!11.3.1 se disefia el preamp|!Iflcador de bajo ruldo (PABR) y en la segunda etapa dada en la secclon I11.3.2 se disefia el ampliflicador de potencia (AP) constituldo por el amplliflcador de alta ganancia y el
ampl!lflcador de potencla IIneal.
111.3.1 Disefio del Preamp!I|Iflcador de BaJo Ruldo en Banda Ku.
Para el disefio del preamp!lIificador de bajo ruldo, se
seleccloné
el GaAsFET numero NE75083 cuyas hojas de
datos’
se
encuentran
en
el
Apéndice 1.
Este tlene
una
dimension
de
compuerta de 0.3 micras,
con un factor de ruldo minIimo Fmin de
1.6 dB y una ganancla asoclada Ga de 9 GB.
La primera etapa del ABR se disefiO para lograr un factor de ruido !o mas bajo posible, con una alta ganancla asocliada. El analisis del transistor utilizado para esta etapa, utilizando el programa ADMIC, se presenta en la Tabla IV.
El
analisis
del transistor se reallza a las’
frecuencias
siguientes: Vliely 11.95 y 12.2 GHz. La informacion que se puede obtener, es: El analisis de estabilidad, que Indica si
