Los sistemas de imagen ultrasónica en tiempo real están disponibles desde hace más de treinta años y han sufrido importantes cambios durante este tiempo [Thomenius, 1996]. En su origen, se utilizaban líneas de retardo analógicas seleccionables (Figura 1.1) para retardar de forma variable las señales recibidas [Maslak, 1979], [Manes, 1988]. Este método tiene múltiples inconvenientes, como la distorsión de las señales, el número limitado de retardos disponibles, el volumen y consumo energético del sistema y la aparición de artefactos de conmutación. No obstante, esto era lo que podía lograrse razonablemente con las disponibilidades tecnológicas de la época.
Los avances en los conversores analógico digitales de finales de los 80 contribuyeron a la aparición de los conformadores de haz digitales, en los que la actualización dinámica de los retardos se realiza de tres formas diferentes:
• La primera recuerda el sistema analógico mencionado propuesto por Maslak, excepto que antes de las líneas de retardo se insertaba un conversor A/D y dichas líneas de retardo pasaban a ser memorias de estado sólido [O'Donnell, 1990]. Uno de los problemas a resolver era limitar la frecuencia de muestreo de la señal, en particular por la carencia de conversores A/D de alta velocidad y de bajo coste. El sistema de la Figura 1.2A muestra un sistema que cuenta con un mezclador de señal para desplazar la señal ultrasónica a una frecuencia más baja antes de aplicarle el retardo. Esta realización tiene la ventaja sobre los sistemas analógicos de que el retardo digital se
Figura 1.1 Utilización de líneas de retardo analógicas para la focalización dinámica en recepción.
∆T ∆T ∆T ∆T ∆T
Selector de etapa de retardo A
puede cambiar dinámicamente variando la longitud de un registro de desplazamiento. También tiene la ventaja de que al hacer la suma en el dominio digital se puede conseguir mayor rango dinámico a la salida. El filtro analógico previo al conversor elimina las componentes de alta frecuencia de la señal mezclada evitando así los efectos de aliasing.
Un sistema similar se muestra en la Figura 1.2B donde el conversor A/D está seguido por un desplazador de frecuencia a banda base, técnica que ha tenido una gran aceptación [Manes, 1979], [O’Donnell, 1990], [O’Donnell, 1992], [Engeler, 1992], [Maslak, 1996], [Chang, 1996], [Miller, 1998]. El conversor A/D de este sistema debe funcionar a una frecuencia más alta que el de la Figura 1.2A porque la señal está a la frecuencia y ancho de banda original de la portadora y no a una reducida, aunque al realizarse el muestreo en fase y en cuadratura, la frecuencia de muestreo puede ser similar a la nominal del transductor, lo que supone una reducción por un factor de 4 (típicamente), respecto a la frecuencia de Nyquist. Para producir un retardo fino, la fase de la señal en banda base se ajusta rotando las muestras complejas mediante, por ejemplo, un procesador CORDIC [Petrofsky, 1997]. Este método tiene una ventaja fundamental sobre los mezcladores analógicos porque no necesita componentes analógicos precisos y complicados que permitan generar y seleccionar fases diferentes.
Figura 1.2 Esquemas de focalización dinámica propuestos por Maslak
filtro A/D txt+τn(t) Σ
cos(ω0t-Ω(t))
Transductor Línea de retardo
filtro A/D txt+τn(t) Σ filtro A/D txt+τn*(t) Σ I I Q Q R ota dor de fas e (A) (B)
En este caso, un valor digital a la entrada del CORDIC permite rotar cada muestra un ángulo arbitrario con alta precisión.
• La segunda técnica utiliza un filtro de diezmado-interpolación para sobremuestrear la señal de entrada y seleccionar las muestras con un retardo suficientemente fino.
[Beaudin, 1996], [Miller, 1998b]. Pridham y Mucci [Pridham, 1979], propusieron intercalar ceros en la secuencia de muestras de entrada en cada canal, hacer la conformación del haz a alta frecuencia y después filtrar la salida diezmando el resultado (Figura 1.3). Kim extendió esta idea realizando la generación de haces intermedios a alta frecuencia, filtrándolos y diezmándolos antes de la formación del haz final [Kim, 1995]. Como la conformación del haz y el filtrado son operaciones lineales no hay problema en el orden en que se apliquen. El filtro de estas secuencias rellenas con ceros es un filtro paso bajo o paso banda y normalmente tiene muchas etapas porque las muestras distintas de cero están separadas por varios ceros. Como el sistema debe funcionar a la frecuencia de Nyquist (típicamente 4 veces la nominal del transductor), las exigencias de velocidad del filtro digital son elevadas o, alternativamente, deben incorporarse memorias de almacenamiento temporal de las señales interpoladas. El sistema es, por consiguiente, de elevado coste hardware aunque de concepción sencilla. Se puede conseguir la misma funcionalidad aplicando diferentes filtros paso bajo o
paso banda en secuencias sin ceros intercalados. Un ejemplo de este interpolador se muestra en la Figura 1.4. Cada canal requiere su propio filtro, mientras que en el método anterior se seleccionan diferentes filtros desplazando las muestras distintas de cero a lo largo de la versión sobremuestreada del mismo filtro. Lipschutz propuso esta
Figura 1.3 Esquema del principio de filtrado-interpolación con un único filtro.
A Elemento A/D 0 fS SEL Σ Filtro Diezmado Control A Elemento A/D 0 fS SEL Control
estructura en 1994 [Lipschutz, 1994] con la simplificación de que todos los coeficientes
del filtro fueran de la forma ½m, donde m es un número entero. Esto reduce la
complejidad de las multiplicaciones a simples operaciones de desplazamiento. Ciertamente es una ventaja en cuanto a la complejidad de los filtros digitales pero, en este caso, es preciso incorporar un filtro digital por cada elemento del transductor. A diferencia del método de desplazamiento de fase presentado anteriormente, estos
métodos de diezmado-interpolación son de banda ancha porque retrasan de forma precisa cualquier componente de frecuencia que pase el filtro. Hay algún error asociado a estos métodos debido al truncado del filtro y a la precisión de los coeficientes. El método de Lipschutz es especialmente sencillo debido a la forma de los coeficientes pero también es poco flexible. En la patente, Lipschutz reivindica un filtro de seis etapas que funciona correctamente cuando la frecuencia de la señal recibida es menor que 3/8 de la frecuencia de muestreo. Para señales muestreadas a la frecuencia de Nyquist hace falta un filtro de mayor orden.
• La tercera técnica de los conformadores de haz utiliza el muestreo no uniforme de la señal RF en cada canal para tener la precisión adecuada de los retardos [O'Donnell, 1989], [Song, 1994]. Para conseguirlo retrasa los relojes de muestreo que actúan sobre el conversor A/D de cada canal (Figura 1.5). La dificultad de esta técnica cuando O’Donnell la propuso en 1989 era la falta de precisión de muestreo de los conversores disponibles. Una patente posterior utilizaba dos o más conversores A/D para conseguir
Figura 1.4 Esquema de un filtro interpolador que proporciona retardos precisos
x x x x x x
coeficientes
Σ
la fase deseada. Este método de conformación de haz de banda ancha requiere un diseño de los circuitos VLSI muy cuidadoso para evitar desviaciones en el reloj que puedan introducir errores en los retardos. Los relojes de muestreo de cada canal pueden derivar de un único reloj de alta frecuencia (por ejemplo 200MHz) que se puede dividir con el offset de fase adecuado. Sin embargo, la distribución de múltiples relojes y su selección con coherencia temporal es un problema, especialmente para las mayores resoluciones temporales. Otra posibilidad es almacenar el reloj de muestreo de cada canal en una tabla como una secuencia de 1s y 0s, como se ha sugerido en [Kim, 1987], pero no es práctica por la cantidad de memoria necesaria para almacenar todos los relojes de muestreo de todos los canales para múltiples líneas de barrido y múltiples focos por línea.
Siguiendo otra alternativa, se calculan en tiempo real los instantes de muestreo mediante circuitos especializados asociados a cada canal. Esta técnica se describe en [Beaudin, 1996], [Park, 1997], [Bae, 1998], [Petrofsky, 1998] y [Feldkämper, 2000], algunos de ellos se basan en el algoritmo del punto medio descrito en [Jeon, 1994]. Aunque se trata de una técnica interesante por sus posibilidades de integración en un ASIC, adolece de diversos inconvenientes entre los que destacan: la complejidad del hardware para obtener una buena resolución, menor eficiencia de utilización de área de silicio frente al requerido por sistemas basados en memoria por la baja regularidad del hardware y, finalmente, requiere un compromiso entre obtener una alta velocidad de cálculo o una reducción del rango de aplicación.
Figura 1.5 Muestreo no uniforme con un generador de reloj para cada canal.
A Elemento A/D fS1 FIFO Σ A Elemento A/D fSN FIFO Generador relojes de muestreo fS2 fS3
Finalmente, debe tenerse en cuenta la tendencia reciente que integra el proceso de digitalización en el propio conformador de haz. Para ello, la adquisición de señal se realiza
con conversión ∆-Σ, que es más susceptible de integración en dispositivos VLSI. Aun
cuando se trata de una alternativa aún en fase de investigación [Freeman, 2001], [Kozak, 2001], [Tomov, 2001], [Rigby, 2002], es previsible su implantación en sistemas reales conforme la tecnología microelectrónica permita operar con las velocidades de muestreo necesarias para aplicar esta técnica, con las consiguientes reducciones de volumen, consumo energético y coste. Por estas razones, la búsqueda de nuevos métodos de conformación digital de haces ultrasónicos con capacidad de adaptación a esta tecnología sigue siendo un objetivo de investigación. La técnica que se presenta en este trabajo, es especialmente adecuada para producir directamente el reloj de muestreo de este tipo de conversores para realizar la focalización dinámica.
Las diversas técnicas presentadas, rotación de fase en banda base, diezmado- interpolación, y muestreo no uniforme, se utilizan en sistemas comerciales. Los conformadores de haz digitales proporcionan imágenes de gran calidad debido a la alta precisión de los retardos y el bajo ruido. Además, a un sistema digital también se le pueden añadir otras funciones de procesamiento de imagen que permitan mejorar la calidad como la corrección de aberraciones de fase [Wright, 1996], [Hwang, 2001], [Bae, 2001b], [Liu, 2002], hacer focalización en emisión y recepción [Bae, 2000], [Bae, 2001], [Jeong, 2001] o aplicar deconvolución [Daft, 2001].
Actualmente hay sistemas capaces de utilizar técnicas multihaz que facilitan la obtención simultánea de información en varias direcciones [Lipschutz, 1994], [Maslak, 1996], [Kiynic, 1997], [Wright, 2000], [Hwang, 2001], [Misaridis, 2002], [Napolitano, 2002]. Esto mejora la velocidad de adquisición de imágenes lo que supone poder adquirir imágenes con múltiples zonas emitiendo y recibiendo con diferentes leyes focales cada vez sin disminuir la cadencia de imágenes.