Controlador análogo y generación de pulsos de control

La tarjeta de control, la cual funciona con dos fuentes duales de 15V (una fuente dedicada a los circuitos electrónicos de control y alimentación de los sensores y otra fuente destinada a la alimentación del driver),

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dispone de entradas análogas que permiten enviar consignas a los dos controladores análogos Proporcional - Integral que pueden implementarse, los cuales pueden conectarse en cascada en caso de requerir un control completamente autónomo. Las señales de control son limitadas en amplitud, moduladas a PWM usando un comparador y una señal moduladora diente de sierra y se envían por medio de un optoacoplador al driver para controlar el MOSFET de potencia. En la Figura 15 se muestra el esquema simplificado de la etapa de control análogo y la respectiva generación de pulsos para manipular el MOSFET del convertidor. Se aclara que este esquema es extendido para las tarjetas de control de los tres convertidores.

Figura 15. Esquema del circuito de control tipo PI implementados para cada convertidor

La señal de control se obtiene al procesar, mediante un controlador PI paralelo, la diferencia de dos señales que ingresan a la tarjeta de control: una señal de referencia proveniente de un elemento externo (tarjeta de adquisición de datos, generador de señales, etc) y una señal generada por el instrumento de

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medición. El amplificador diferencial es de ganancia unitaria, dado que los cuatro resistores involucrados tienen un valor de 10kΩ. Se utilizó el control PI paralelo para reducir la capacidad de saturaciones en el

momento de arranque del sistema o de reinicio ante un evento de sobrecarga. Para ello, se utiliza un relé que se activa con una señal del circuito de protección y control, permitiendo anular la acción integral por medio del cortocircuitado del capacitor de la acción integral. Este relé se activa en dos circunstancias: ante un evento de sobrecarga o ante la inyección de una señal digital desde un circuito de control de nivel superior que, como se verá más adelante, será implementado en una tarjeta de adquisición de datos anexa a un computador.

Se puede observar en la Figura 15 que las ramas Control P y Control I, las cuales utilizan tanto elementos fijos como variables para el ajuste de controladores en un amplio rango de valores, procesan por separado la señal de error. Vale la pena observar una resistencia de realimentación en la parte Control I (5.6MΩ) que limita la ganancia a baja frecuencia, además de un diodo zener que limitará la magnitud de

la acción integral a 10V.

Una vez procesadas, estas señales (invertidas en signo) son sumadas con un amplificador inversor con ganancia ajustable, que permite ajustar la ganancia del controlador muy rápidamente. Se observa que las resistencias utilizadas en esta etapa también son de 10kΩ, dado que se encuentra en los rangos adecuados

para diseñar estructuras de amplificadores operacionales, además de que se utilizó como valor estándar para diversas etapas de la tarjeta de control.

La señal de control generada por este bloque de control, es limitada en amplitud para que siempre se generen señales positivas que serán moduladas. La señal de control se limita inicialmente en un rango entre 0V y Dmax V, donde Dmax es el voltaje de activación de un diodo zener. Este elemento se seleccionó por encima de los rangos máximos del ciclo de trabajo del convertidor. Por ello, se seleccionó el valor de 9.1V para el convertidor Buck y de 8.2 para los convertidores Boost.

Ahora bien, a esta señal de control limitado, se le adiciona (usando un sumador inversor de ganancia unitaria) una señal de control mínima Dmin que se ajusta en aproximadamente 120mV, equivalente a aproximadamente 1.2% si se tiene en cuenta el rango máximo de la señal de control y su relación con el ciclo de trabajo. Esta señal de control mínima, evitará que el convertidor se apague por completo, evitando así excursiones amplias de corrientes y tensiones por asemejarse a un nuevo evento de arranque. Además, cuando inicia el sistema, éste operará con bajos ciclos de trabajo y permitirá inicializar el condensador de salida del convertidor.

Posteriormente, esta señal de control que se encuentra en el rango de 0 a 10V, es llevada a la etapa de modulación de ancho de pulso, compuesto por un circuito comparador (LM393), el cual recibe la señal de control antes mencionada y emplea como señal de modulación una señal diente de sierra generada por el circuito integrado TL494. Esta señal puede ser modificada en frecuencia, al utilizar un capacitor Csw y una

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resistencia ajustable Rsw, los cuales se ubican en los pines 5 y 6 del encapsulado, respectivamente. La frecuencia de conmutación de 30kHz fue establecida al emplear un capacitor de 10nF y ajustar un trimmer aproximadamente a 3.3kΩ, dado que la frecuencia generada depende del producto de estos dos elementos

asi: fs=1/( Csw* Rsw). Esta señal sale del TL494 con una amplitud entre 0 y 3V, por lo cual fue necesario utilizar un amplificador no inversor, para aumentar su amplitud a 10V (ganancia del amplificador 3.3). Finalmente, la señal PWM generada por el comparador, es llevada a un circuito de aislamiento para realizar el aislamiento entre las secciones de control y potencia. En la Figura 15 se muestra el esquema utilizado para el optoacoplamiento y la señal que se dirige al driver de referencia IR2110, el cual tiene entradas de control y entradas de inhibición de pulsos. El driver recibe señales, consideradas como 0 para tensiones inferiores a 6.0V y como 1 para tensiones superiores a 9.5V. El funcionamiento en este rango se asegura con la configuración presentada en la Figura 15.