DIseño de amplificador de bajo ruido y filtro pasa banda para un front-end de GPS

INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL

ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERÍA MECÁNICA Y ELÉCTRICA SECCIÓN DE ESTUDIOS DE POSGRADO E INVESTIGACIÓN

“

DISEÑO DE AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO Y FILTRO

PASA BANDA PARA UN FRONT-END DE GPS

”

T E S I S

P A R A O B T E N E R E L G R A D O D E MAESTRO EN CIENCIAS EN

INGENIERÍA DE TELECOMUNICACIONES

PRESENTA:

ING. LUIS GUSTAVO AVILA MOEDANO

DIRECTOR DE TESIS:

DR. LUIS MANUEL RODRÍGUEZ MÉNDEZ

Agradecimientos

A Dios, por complicarme las cosas hasta el punto donde sentí que lo mejor era rendirme para después darme cuenta que nada es imposible.

A mis padres Reyna y Luis por el enorme apoyo durante mi camino hacia el aprendizaje, sus consejos, paciencia y su enorme amor incondicional.

A mi hermana Reyna Iveth Avila Moedano, por sus ocurrencias y risas que recuerdan que siempre hay que sonreírle a la vida.

A las personas especiales que sin saber o sin querer cambian tu vida para bien, llenándola de amor

A mis compañeros de la Sección de Telecomunicaciones que me acompañaron durante éste proceso, por los ratos de ocio, las pláticas, las fiesta, los partidos, las tareas, etc.

I

Contenido General

Objetivo

Justificación

Resumen

Abstract

Capítulo 1 Arquitecturas de Receptores y Consideraciones de Diseño

1.1 Introducción 1

1.2 Arquitecturas de Receptores 1

1.2.1 Receptores Super-heterodino 1

1.2.2 Receptores Zero-IF 2

1.2.3 Receptores Low-IF 3

1.2.4 Receptores Multi-standard Zero-IF/Low-IF 4

1.2.5 Receptores de Banda Ancha de Doble Conversión IF 4

1.2.6 Receptores Digitales IF 5

1.2.7 Receptores de Digitalización Directa 6

1.3 Consideraciones de Diseño 7

1.3.1 Sensibilidad y Figura de Ruido 7

1.3.2 Selectividad 8

1.3.3 No linealidad e Intermodulación 8

1.3.4 Intervalo Dinámico 8

Capítulo 2 Sistema Global de Navegación por Satélite

2.1 Introducción 9

2.2 Sistema de Posicionamiento Global (GPS) 9 2.2.1 Conceptos básicos para la determinación de posición de un receptor de GPS 9 2.2.2 Segmentación del Sistema de Posicionamiento Global 11

2.2.3 Sistema de Posicionamiento Global Moderno 11

2.3 Sistema de Posicionamiento Global Europeo (Galileo) 12 2.3.1 ¿Por qué el Sistema de Posicionamiento Global Galileo? 12

2.3.2 Señal de servicio de Galileo 12

Capítulo 3 Receptor de Digitalización Directa para GPS

3.1 Introducción 14

3.2 Bandas de frecuencia para GPS/Galileo 15

3.2.1 Resumen del estándar GPS/Galileo 15

3.2.2 Señal Detectable Mínima en GPS/Galileo 16

3.3 Receptor de Digitalización Directa (DDR) y Arquitecturas para Front end de RF 16

3.4 Técnica de Muestreo Pasa-Banda 18

Capítulo 4 Receptor de Digitalización Directa para GNSS: Diseño del Circuito

4.1 Introducción del Amplificador de Bajo Ruido 22

II

4.4 Diseño y especificaciones del Filtro Pasa Banda 31

4.4.1 Resultados de simulación del BPF 32

4.4.1.1 Filtro Zig-Zag 33

4.4.1.2 Filtro Hairpin 35

4.4.1.3 Filtro Líneas Paralelas Acopladas 37

Capítulo 5 Resultados de Mediciones

5.1 Introducción 40

5.1.1 Resultados de Medición del LNA 45

5.1.2 Resultados de Medición del BPF 45

5.1.2.1 Filtro Zig-Zag 45

5.1.2.2 Filtro Hairpin 46

5.1.2.3 Filtro Líneas Paralelas Acopladas 48

5.2 Resumen del desempeño del Front end RF 51

5.2.1 Pruebas y mediciones del desempeño del Front end RF 51

5.3 Comparación del front end diseñado contra los hallados comercialmente 53

Capítulo 6 Conclusiones y Trabajos Futuros

6.1 Conclusiones 54

6.2 Trabajos Futuros 55

Bibliografía

III

Índice de Figuras

1.1 Diagrama a bloques de un receptor super heterodino común 2 1.2 Diagrama a bloques de un receptor Zero-IF 3 1.3 Diagrama a bloques típico de un receptor Low-IF 3 1.4 Diagrama a bloques de un receptor multi-standard Zero-If/Low-If 4 1.5 Diagrama a bloques de un receptor de banda ancha de Doble conversión a IF 5 1.6 Diagrama a bloques de un receptor Digital IF típico 6 1.7 Diagrama a bloques de un Receptor de Digitalización Directa 6

2.1 Posición de un usuario en una dimensión 10

2.2 Posición de un usuario en dos dimensiones 10 2.3 Diagrama general de la segmentación del GPS 11

3.1 Diagrama a bloques del proyecto 14

3.2 Plan de Frecuencias de GPS/Galileo 15

3.3 Diagrama a bloques del receptor combinado GPS/Galileo, primer diseño propuesto 17 3.4 Diagrama a bloques del receptor combinado GPS/Galileo, segundo diseño propuesto 17 3.5 Diagrama a bloques del receptor combinado GPS/Galileo, tercer diseño propuesto 18 3.6 Representación en frecuencia del muestreo pasa banda 20 3.7 Representación en frecuencia del muestreo pasa banda para múltiples señales 21 4.1 Amplificador LNA con redes de acoplamiento de entrada y salida, tapers, capacitores de

desacoplo de DC y puertos de entrada y salida 25 4.2 Circuito equivalente de las líneas de acoplamiento entrada/salida 25 4.3 Layout de LNA diseñado en ADS, dimensiones de 4.0×1.5 cm2 25 4.4 Ganancia del amplificador o parámetro S21 en función de la frecuencia 26

4.5 Parámetro S11 en función de la frecuencia 27

4.6 Parámetro S12 o ganancia inversa 28

4.7 Parámetro S22 en función de la frecuencia 28

4.8 Figura de ruido a 50 Ω NF50 y figura de ruido mínima NFmin simulada y optimizada 29

4.9 Esquema del filtro Zig-zag planteado en el simulador ADS 33

4.10 Layout filtro zig-zag 33

4.11 Parámetro S21 del filtro zigzag simulado en dieléctrico RF-60 34

4.12 Parámetro S11 del filtro zigzag simulado en dieléctrico RF-60 34

4.13 Esquema del filtro hairpin planteado en el simulador ADS 35

4.14 Layout filtro hairpin 35

4.15 Parámetro S21 del filtro pasa banda hairpin simulado en dieléctrico CER-10 36

4.16 Parámetro S11 del filtro hairpin simulado en dieléctrico CER-10 37

4.17 Esquema del filtro de líneas paralelas acopladas planteado en el simulador ADS 37 4.18 Layout del filtro de líneas paralelas acopladas 38 4.19 Parámetro S21 del filtro pasa banda de líneas paralelas acopladas simulado en dieléctrico

TMMi10 38

IV

5.2 Ganancia o coeficiente de transmisión directo (S21 simulado y medido) con un voltaje de

alimentación de 3 V 41

5.3 Coeficiente de reflexión a la entrada (parámetro S11) medido y simulado en la banda de

0.5 a 3.0 GHz 42

5.4 Coeficiente de transmisión inversa S12 medido y simulado 42

5.5 Coeficiente de reflexión a la salida S22 medido y simulado 43

5.6 Figura de ruido a 50 Ohms medido y simulado y NFmin proporcionado por el proveedor 44

5.7 Gráfica del parámetro S21 medido y simulado del filtro zig-zag 45 5.8 Gráfica del parámetro S11 medido y simulado del filtro zig-zag 46

5.9 Filtro pasa banda Hairpin terminado 47

5.10 Gráfica del parámetro S21 medido y simulado del filtro hairpin 47 5.11 Gráfica del parámetro S11 medido y simulado del filtro hairpin 48 5.12 Filtro pasa banda Líneas paralelas acopladas terminado 49 5.13 Parámetro S21 medido y simulado filtro Líneas paralelas acopladas 49 5.14 Parámetro S11 medido y simulado filtro Líneas paralelas acopladas 50

5.15 Front-end terminado 51

V

Índice de Tablas

2.1 Aplicaciones de las señales del Sistema GNSS Galileo 13

3.1 Resumen del estándar GPS/Galileo 15

3.2 Mínimo nivel de potencia en la recepción para GPS/Galileo 16 4.1 Características del dispositivo activo a 1.5 GHz 23

4.2 Características deseadas para el LNA 23

4.3 Características del sustrato Taconic RF-30 23 4.4 Resumen de resultados de simulación del LNA 30 4.5 Características de algunos filtros comerciales 31 4.6 Características deseadas para el filtro pasa banda 32 4.7 Especificaciones de los Sustratos utilizados para el BPF 32

4.8 Resumen de resultados del BPF 39

VI

Objetivo

Objetivo General

 Diseñar un amplificador de bajo ruido (LNA) y un filtro pasa banda (BPF), partes principales de un front- end de RF, para un receptor de microondas que opere en banda GPS - L1

Objetivos Particulares

 Modelar el LNA utilizando un transistor encapsulado para comunicaciones satelitales y con apoyo de software especializado (CAD)

 Construir el amplificador de bajo ruido.

 Modelar el BPF con apoyo de software (CAD)

VII

Justificación

Existe un creciente número de aplicaciones que requieren de conocer la posición global del usuario o un objeto, tanto para sistemas de ayuda a la navegación, modelado del espacio atmosférico y terrestre o aplicaciones con requerimientos de alta precisión en la medición del tiempo. Un Sistema Global de Navegación por Satélite (GNSS) nos permite cumplir con éstas y otras tareas similares.

Actualmente existen varios GNSS’s en desarrollo como lo son Galileo de la Unión Europea, Beidu-1o Compass de la República Popular de China, el QZSS (Quasi-Zenith Satellite System) de Japón y el IRNSS (Indian Regional Navigation Satellite System) de India. Los únicos sistemas totalmente operables son: el Sistema de Navegación y Alcance - Sistema de Posicionamiento Global (NAVTAR-GPS) de Estados Unidos y el Sistema Orbital Global de Navegación por Satélite (GLONASS) de Rusia. En los últimos años se han propuesto receptores para el Sistema Global de Navegación por Satélite (GNSS) con diferentes arquitecturas tanto analógicas como digitales con la sensibilidad, versatilidad y dimensiones suficientes para integrarse con sistemas móviles.

VIII

Resumen

Un receptor tradicional analógico consta de varios elementos para cumplir con su trabajo. Utilizar una arquitectura de digitalización directa reduce elementos en la cadena de recepción lo que lleva a un diseño más sencillo evitando algunas dificultades como desacoplamientos, ruidos de fase, efectos no lineales del mezclador que nos introducen los componentes de un receptor tradicional.

Este trabajo presenta el diseño de un receptor Front end para GPS que trabaja en la banda L1, enfocándose sólo al amplificador de bajo ruido y filtro pasa banda, partes intermedias de un receptor de digitalización directa.

Para el amplificador se utilizó un transistor MGA-62563 de la tecnología GaAs y material RF-30 para el diseño de la red de acoplamiento y alimentación. Para el filtro se realizan tres ensayos con diferentes configuraciones de microcinta: zig-zag, hairpin y líneas paralelas acopladas. Cada una sobre un material diferente: RF-60, CER-10 y TMM10i; así poder hacer una comparación de sus propiedades y escoger el más apropiado respecto al tipo de señal a recibir.

Se recurrió a un software de diseño asistido por computadora (CAD) para obtener las dimensiones de las topologías mediante métodos empíricos y método de momentos. Posteriormente se realizó la construcción de los módulos y cotejo con un analizador de redes vectorial (VNA) para obtener mediciones de los parámetros de dispersión y figura de ruido.

El amplificador presentó una ganancia de 18.3 dB en la banda de interés, una figura de ruido de 0.55 dB y una pérdida por retorno a la entrada de -11.3 dB. Además, manifestó una ganancia mayormente plana en el intervalo de 1.1 – 1.7 GHz, cubriendo ampliamente las frecuencias usadas en los sistemas GNSS. En el caso de los filtros, la configuración de zig-zag mostró un corrimiento significativo en frecuencia de 80 MHz y pérdidas en la banda de paso de -5 dB. La configuración hairpin expuso pérdidas en la banda de paso de -3.2 dB y un ancho de banda de 38 MHz. La configuración de líneas paralelas acopladas manifestó menores pérdidas, con un valor de -2.1 dB, menores reflexiones a la entrada con -16.4 dB y un ancho de banda de 38 MHz.

IX

Abstract

A traditional analogical receiver is composed by several elements to accomplish its job. To reduce elements in the reception chain direct digitalization architecture is used, making a much simpler design avoiding difficulties such as impedance mismatches, phase noise, mixer nonlinear effects introduced by the components of a traditional receiver.

This dissertation exhibit the design of a GPS front end receiver that works in L1 band, focusing on the low noise amplifier and band pass filter, intermediate components of a direct digitalization receiver. A commercial GaAs MMIC (MGA-62563) transistor was used as an active component for the amplifier while the RF-30 substrate was used for the impedance matching and power network. Three trials with different microstrip arrangemets such as zig-zag, hairpin and coupled parallel lines, were made for the filter. Each structure was implemented in a different substrate: RF-60, CER-10, TMM10i; therefore a comparison of their properties and choose of the most appropriate for the type of signal could be performed.

A computer aided design (CAD) software equipped with empiric methods and the method of moments was used to obtain microstrip dimensions. Afterwards the modules were constructed and measured by a vector network analyzer (VNA) to obtain scattering and noise figure parameters

The amplifier gain came up to 18.3 dB in the band of interest, a noise figure of 0.55 dB and an input return loss of -11.3 dB. Moreover, the amplifier expressed a mostly flat gain in the range of 1.1-1.7

GHz, easily covering the GNSS’s frequencies.

1

Capítulo 1 Arquitecturas de Receptores y Consideraciones de Diseño

1.1 Introducción

La llegada de los sistemas de comunicación inalámbrica inicia con el desarrollo de la radio por Marconi en 1895, hace más de 100 años. El equipo utilizado en esa época es muy diferente al de hoy en día. Los receptores modernos son muy sensibles y son fabricados para una gran variedad de aplicaciones, esto debido al gran crecimiento en el campo de las comunicaciones inalámbricas. Se busca que los receptores modernos cumplan con requerimientos de bajo coste, bajo consumo energético y tamaño reducido. Escoger una adecuada arquitectura juega un papel importante. Hasta el momento se han presentado diferentes arquitecturas como lo son: receptor super-heterodino, zero-if, low-if, multistandard zero-if/Low-if, wideband IF, digital-if y digitalización directa. Pero muy pocas de estas arquitecturas son usadas en productos comerciales. Este capítulo explorará brevemente las características más importantes de las diferentes arquitecturas. Para mas detalle revisar la referencia [6].

1.2 Arquitecturas de Receptores

1.2.1 Receptores Super-heterodino

CAPÍTULO 1. ARQUITECTURA DE RECEPTORES Y CONSIDERACIONES DE DISEÑO 2

2

Figura 1.1 Diagrama a bloques de un receptor super heterodino común

No obstante, esta arquitectura también presenta sus desventajas. Cuando tenemos múltiples conversiones el receptor genera señales espurias o componentes de intermodulación y algunas de estas caen en la banda de diseño, afectando el desempeño. Para la conversión de RF a IF se ocupan varios filtros para rechazar interferencias. Estos filtros no son adecuados para introducirlos dentro del chip, quedando como filtros externos aumentado el costo y tamaño del receptor. Otra importante desventaja es que el LNA es un elemento externo y su acoplamiento debe ser el correcto para no degradar la señal. Sin embargo, para los receptores super-heterodinos, no es viable la construcción en un único chip, en primer lugar porque tendría que disipar toda la potencia y en segundo lugar debido a la gama de frecuencias en un sistema multi-standard resulta inviable su diseño en un solo bloque.

1.2.2 Receptores Zero-IF

3

Figura 1.2 Diagrama a bloques de un receptor Zero-IF

De igual forma, un receptor Zero-IF tiene sus desventajas. Los principales problemas son el offset en DC, ruido 1/f, distorsión de orden par, fugas del oscilador local y del mezclador. No obstante, esta arquitectura es la más prometedora debido a su bajo consumo en potencia y elevada integración para las futuras comunicaciones inalámbricas.

1.2.3 Receptores Low-IF

Un receptor Low-IF es muy similar a un Zero-IF, solo que la conversión se realiza a una frecuencia intermedia baja, en lugar de ocupar un filtro bajas, se utiliza una filtro pasa-banda para seleccionar la señal deseada. En la figura 1.3 se muestra el diagrama a bloques de un receptor Low-IF.

Figura 1.3 Diagrama a bloques típico de un receptor Low-IF

CAPÍTULO 1. ARQUITECTURA DE RECEPTORES Y CONSIDERACIONES DE DISEÑO 4

4

problema de la presencia de frecuencias imagen. Como es muy difícil de implementar un filtro de rechazo, entonces se puede recurrir a un mezclador que las rechace, solucionando el problema pero resultando un diseño difícil de implementar en un solo bloque o chip. A pesar de esto, la arquitectura de receptor Low-IF es adecuada para una modulación específica y de fácil implementación.

1.2.4 Receptores multi-standard Zero-IF/Low-IF

Los estándares de redes locales inalámbricas (WLAN) se pueden clasificar en dos tipos: uno utiliza Espectro Ensanchado por Secuencia Directa (DSSS) y modulación QPSK, mientras que el otro utiliza Espectro Ensanchado por Salto en Frecuencia y modulación GPSK. Es claro ver que un receptor multi-standard puede ser desarrollado a partir de la combinación de un receptor Zero-If y un receptor Low-If. En la figura 1.4 podemos apreciar un diagrama a bloques de un receptor multi-standard de banda ISM.

Figura 1.4 Diagrama a bloques de un receptor multi-standard Zero-If/Low-If.

En este tipo de receptor digital se desea tener la señal en banda base para ambos standards WLAN y a excepción del filtro analógico, la mayoría de los componentes son compartidos. Como resultado tenemos un receptor de bajo consumo energético y bajo costo.

1.2.5 Receptores de Banda Ancha de Doble Conversión IF

5

fija dada por LO1 mientras que el filtro pasa-bajas elimina cualquier componente de alta frecuencia pasando los canales a la segunda etapa del mezclador. En esta etapa se realiza una conversión de IF a banda base sintonizando cada canal con ayuda de LO2. Un filtro de banda base es usado para eliminar las señales no deseadas de los canales adyacentes. Un diagrama a bloques de un receptor banda ancha de doble conversión a IF se muestra en la figura 1.5 [6].

Figura 1.5 Diagrama a bloques de un receptor de banda ancha de Doble conversión a IF

Entre las ventajas que podemos encontrar con esta arquitectura son la elevada integración monolítica, la señal radiada por LO1 no afecta a la antena debido a que se trata de una frecuencia fija, es posible obtener una aplicación multi-estándar sintonizando el LO1, la contribución del ruido de fase total disminuye si el primer oscilador esta bien diseñado. Su desventaja es la de necesitar una serie de mezcladores con el fin de lograr las conversiones de bajada, lo cual aumenta la figura de ruido del sistema, la distorsión y el consumo energético.

1.2.6 Receptores Digitales IF

CAPÍTULO 1. ARQUITECTURA DE RECEPTORES Y CONSIDERACIONES DE DISEÑO 6

6

Figura 1.6 Diagrama a bloques de un receptor Digital IF típico.

La arquitectura del receptor Digital IF es ampliamente usada en radio bases y es un fuerte candidato para los futuros receptores de radio por software. El desacoplamiento entre I (señal de fase) y Q (señal de cuadratura) es completamente eliminado por el procesamiento digital. El mayor problema con los receptores digitales IF se encuentra en el desempeño del convertidor Analógico-Digital (ADC). A pesar de esta desventaja y de su alto consumo energético, es una buena solución para sistemas receptores de radio por software.

1.2.7 Receptores de Digitalización Directa

Debido al gran desarrollo de las comunicaciones inalámbricas, es necesario considerar receptores con capacidades multi-estándar. La aplicación de software por radio para sistemas de comunicación facilita la implementación de sistemas multi-standard además de reducir el uso de componentes de RF en la cadena de recepción. La arquitectura de digitalización directa, también

llamada “muestreo pasa-banda”, usa la técnica de aliasing (solapamiento) para proporcionar una conversión de bajada de la frecuencia de RF a banda base directamente y que sea posible la reconstrucción de la información. La velocidad de muestreo depende más del ancho de banda de la señal que de la portadora de RF. Más detalles sobre este tipo de muestreo consultar [14]. Un diagrama a bloques de un receptor de digitalización directa se muestra en la figura 1.7.

7

La mayor ventaja de esta arquitectura es su simplicidad, en comparación con las demás arquitecturas presentadas, y su posibilidad de soportar sistemas multi-banda. La sección analógica de RF solo incluye filtros y amplificadores de bajo ruido. Entre las desventajas tenemos que el ADC debe tener un alto intervalo dinámico además de un filtro muy selectivo. A pesar de eso, esta arquitectura es la más eficiente y popular en el mundo de las comunicaciones inalámbricas modernas.

1.3 Consideraciones de Diseño

Las especificaciones de un receptor de radio están definidas por los parámetros del sistema. Entre los parámetros encontramos sensibilidad, selectividad, desempeño en banda base, gama de frecuencia, características de intermodulación, velocidad de sintonización y otros. Algunos de ellos se discutirán en las secciones siguientes.

1.3.1 Sensibilidad y Figura de Ruido

La sensibilidad es una especificación clave para un receptor. La sensibilidad de recepción es la habilidad para captar un mínimo de señal con una relación señal a ruido (SNR) aceptable, la cual es definida por el esquema de modulación del receptor por lo que no existe una medida estándar. Sin embargo podemos medir la sensibilidad con ayuda de la figura de ruido (NF) la cual es una medida de la relación de señal a ruido (SNR) entre la entrada y salida del receptor. La Sensibilidad del receptor, Pinmin (dBm), se expresa como:

(1.3.1)

Donde

 B es el ancho de banda del canal 

es la densidad de potencia del ruido térmico

 es la relación de señal a ruido en dBm determinada por el esquema de modulación/demodulación

CAPÍTULO 1. ARQUITECTURA DE RECEPTORES Y CONSIDERACIONES DE DISEÑO 8

8 1.3.2 Selectividad

La selectividad es otra especificación del receptor. Esta originalmente definida como la atenuación característica del filtro de IF pero en el sentido de un receptor moderno, selectividad es la habilidad para rechazar todas las señales no deseadas que llegan por la antena. La selectividad no depende totalmente del filtro de IF, también es afectada por otros elementos como filtros previos, mezcladores y amplificadores, por lo que se deben de considerar dos características simultáneamente para la selectividad. Los componentes deben ser lo suficientemente precisos pero a la vez amplios para dejar pasar las frecuencias altas de la banda con una distorsión en amplitud y fase aceptable. El papel de los filtros es vital para la recepción ya que intervienen en la sensibilidad y selectividad. Escoger una buena arquitectura de receptor de acuerdo al plan de frecuencias nos dará una mejor selectividad.

1.3.3 No linealidad e Intermodulación

Los dispositivos activos poseen regiones de operación lineal y no lineal. Cuando una señal de entrada es lo suficientemente grande o la señal interna se hace más grande, el dispositivo activo deja de trabajar en su región lineal. Aunque los osciladores, comparadores y limitadores del receptor están diseñados con componentes activos, sus no linealidades no causan tanto impacto en el sistema como la de los amplificadores y filtros activos, por esta razón las no linealidades de estos dos últimos componentes son indeseables. La no linealidad del mezclador incrementa el número de harmónicos no deseados y productos de intermodulación, estos productos aumentan las pérdidas de conversión y también distorsiona la señal deseada, resultando en una reducción del intervalo dinámico del sistema.

1.3.4 Intervalo Dinámico

9

Capítulo 2 Sistema Global de Navegación por Satélite

2.1 Introducción

La aparición de la navegación basada en satélites inicia a principios de los años 70’s con sistemas como Transit [4] y Timation [5]. El Sistema Global de Navegación por Satélite (GNSS) es una constelación de satélites que transmiten señales de tiempo usadas para conocer la posición geográfica del usuario en cualquier parte del globo terrestre, ya sea en mar, tierra o aire. Un receptor de GNSS es un dispositivo electrónico capaz determinar la longitud, latitud y altitud del usuario con error de algunos metros usando las señales de los satélites. En la actualidad encontramos diferentes sistemas GNSS en el mundo como el americano NAVSTAR-GPS, el ruso GLONASS, el europeo GALILEO, el chino Beidou, el indú IRNSS, el japonés QZSS [12]. Debido a que el sistema GPS es el único que está completamente en operación y que la constelación de GALILEO está a punto de estar completa, ambos sistemas darán una mayor precisión en el posicionamiento. Por estas razones en este capítulo se analizaran las características del GPS y del sistema GALILEO.

2.2 Sistema de Posicionamiento Global (GPS)

El programa GPS fue aprobado y desarrollado por el Departamento de Defensa (DoD) de EU en 1973. El primer satélite fue lanzado en 1978, para agosto de 1993 ya se contaba con 24 satélites en órbita y en diciembre del mismo año inició operaciones. Actualmente el sistema cuenta con 31 satélites en órbita [8]. Si bien el propósito principal del GPS eran aplicaciones militares, ahora es usado ampliamente para servicios civiles como lo son posicionamiento en 3D, velocidad, sincronización de tiempo, altitud, levantamiento topográficos, cartografía, aplicaciones civiles de aviación, marítimas y navegación automotriz, etc.

En las secciones siguientes hablaremos brevemente del sistema GPS.

2.2.1 Conceptos básicos de la determinación de posición de un receptor de GPS.

Observemos un ejemplo muy sencillo, en una sola dimensión, para entender como un receptor de GPS determina su posición. Tenemos que U es la posición de un usuario que se encuentra en el eje X. Si la posición del satélite S1 y la distancia a éste, x1, son conocidas,

entonces la posición del usuario se puede encontrar en dos lugares, ya sea a la izquierda o derecha de S1. Por lo tanto para determinar la posición real del usuario es necesario conocer

CAPÍTULO 2. SISTEMA GLOBAL DE NAVEGACIÓN POR SATÉLITE 10

10

Figura 2.1 Posición de un usuario en una dimensión

Para el caso de dos dimensiones, es preciso contar con tres satélites y tres distancias para determinar la posición del usuario. En la figura 2.2 (a) se observa que con dos satélites (S1,

S2) y dos distancias (x1, x2) tenemos dos posibles soluciones porque las distancias

intersectan en dos puntos. Entonces teniendo un tercer satélite (S3) y su distancia al usuario

(x3) es posible conocer la posición exacta del usuario U. La figura 2.2 (b) muestra éste

ultimo ejemplo.

Figura 2.2 Posición de un usuario en dos dimensiones

11

2.2.2 Segmentación del Sistema de Posicionamiento Global

El sistema GPS consiste en tres segmentos básicos, Espacial, de Control y de Usuario. La función del segmento espacial consiste en llevar relojes estables y transmitir la señal L1 (1575.42 MHz) que incluye un código de adquisición aproximada (C/A) que es usado por civiles y un código de precisión encriptado P (Y) el cual es utilizado por usuarios autorizados. Los satélites también transmiten la señal L2 (1227.60 MHz) que incluye el código de precisión P (Y) para la corrección de los retardos de propagación ionosférica. La función del segmento de control es monitorear y rastrear la señal del segmento espacial, estimar las orbitas y el comportamiento de los relojes de los satélites y enviar esta información a los satélites. Finalmente, los satélites transmiten esta información al segmento de usuarios. Existen dos medidas que son realizadas por el segmento de usuario usando las señales de GPS. La primera mide la pseudodistancia, que compara el código C/A y P recibidos con los localmente generados por el receptor con el fin de calcular el retardo de transmisión entre los satélites y el receptor. La segunda mide las diferencias en fase de la portadora de la señal recibida con la señal generada por el receptor en la misma frecuencia. Se puede observar en la figura 2.3 una diagrama general de los segmento del GPS.

Figura 2.3 Diagrama general de la segmentación del GPS

2.2.3 Sistema de Posicionamiento Global Moderno

CAPÍTULO 2. SISTEMA GLOBAL DE NAVEGACIÓN POR SATÉLITE 12

12

salvaguardar la vida de los usuarios civiles. Un análisis más detallado se puede encontrar en la referencia [9]. Existen dos señales más en el sistema de posicionamiento global moderno, L3 (1381.05 MHz), la cual es usada para detectar detonaciones nucleares (NUDET) por el Sistema de Detección de Detonaciones Nucleares (NDS), y L4 (1379.45 MHz), usada para investigar correcciones de propagación ionosférica [12].

2.3 Sistema de Posicionamiento Global Europeo (Galileo)

En definitiva es fácil entender que para obtener alta precisión y un servicio garantizado es necesario utilizar más dispositivos de GNSS. Por esta razón, el gobierno europeo en 1994 inicia la aventura hacia el Sistema de Posicionamiento Global Europeo Galileo fundando la Agencia Espacial Europea (ESA) [8]. Galileo es un sistema de posicionamiento global que utilizará tecnología similar al GPS de EU pero con un grado de precisión mayor para los usuarios civiles. Constará de 30 satélites (27 operacionales y 3 de respaldo) en órbita. El primer satélite será lanzado a finales de 2005. En 2010, el sistema funcionará bajo el control civil y estará totalmente operacional como el GPS en 2012 [12].

2.3.1 ¿Por qué el Sistema de Posicionamiento Global Galileo?

El gobierno europeo se ha dado cuenta que un sistema de navegación satelital aporta grandes beneficios especialmente a servicios civiles en términos políticos, económicos y tecnológicos, a diferencia del GPS que es controlado por fuerzas militares. Galileo proveerá integridad en los mensajes en caso de errores del usuario, mayor fiabilidad y seguridad a empresas modernas, garantizará un autentico servicio público y las regiones localizadas en latitudes extremas tendrán cobertura.

2.3.2 Señal de servicio de Galileo

13

Tabla 2.1 Aplicaciones de las señales de Sistema GNSS Galileo

Señal Aplicación

E1 Servicios comerciales, servicios libres, servicios para salvaguardar la vida E6 Servicios comerciales

E5a Servicios libres

CAPÍTULO 3. RECEPTOR DE DIGITALIZACIÓN DIRECTA PARA GNSS 14

14

Capítulo 3 Receptor de Digitalización Directa para GNSS

3.1 Introducción

Antes de iniciar el proyecto hay consideraciones importantes que deben tomarse en cuenta por el diseñador del sistema, como con cuestiones técnicas, financieras, de tiempo, mano de obra, etc. Se debe tener en mente que todo diseño sigue un plan específico que conducirá al diseñador hacia el éxito. La figura 3.1 muestra el diagrama de flujo seguido para completar el proyecto.

15

3.2 Bandas de Frecuencia GPS/Galileo

El sistema americano GPS transmite en tres bandas de frecuencia que son L1, L2 y L5. El sistema europeo Galileo transmite en cuatro bandas de frecuencia: E5 (E5a + E5b), E6 y E1. Estas bandas de frecuencia así como el espectro asignado para el Servicio de Radionavegación por Satélite (RNSS) y el Servicio de Radionavegación Aeronáutica por Satélite se muestran en la figura 3.2.

Figura 3.2 Plan de Frecuencias de GPS/Galileo [10]

3.2.1 Resumen del estándar GPS/Galileo

En la figura 3.2 se muestra un resumen de las bandas de frecuencia usadas por el sistema GPS y Galileo. En la tabla 4.1 se exponen características como ancho de banda, modulación y canal/código.

Tabla 3.1 Resumen del estándar GPS/Galileo [9,10]

Señal Banda de

Frecuencia (MHz) Frecuencia de la portadora (MHz) Ancho de Banda de referencia en Rx (MHz) Tipo de Modulación Canal/ Código Galileo

E5a 1164 – 1191.795 1176.450 27.795

AltBOC

E5a datos

E5b 1191.795 – 1215 1205.140 23.205 Ea5 piloto

E5

(E5a+E5b) 1164 – 1215 1191.795 51.150

CAPÍTULO 3. RECEPTOR DE DIGITALIZACIÓN DIRECTA PARA GNSS 16

16

E1 1559 – 1591 1575.420 24.552 BOC E1-B data _{E1-C piloto}

GPS

L5 1164 – 1191.795 1176.450 27.795

BPSK

P (Y) code

L2 1215 – 1237 1227 22 P (Y) code

L1 1559 – 1591 1575.420 32 C/A code _{P (Y) code}

3.2.2 Señal Detectable Mínima (MDS) en GPS/Galileo

El nivel de señal mínima que puede ser decodificada por un receptor se llama Señal Detectable Mínima. El mínimo nivel de potencia en la recepción para un usuario de GPS está dado en la Tabla 4.2

Tabla 3.2 Mínimo nivel de potencia en la recepción para GPS/Galileo [10]

Señal Mínimo nivel de Potencia a la recepción

Galileo E5

(E5a+E5b) -125 dBm

E6 -125 dBm

E1 -133 dBm (código P)

GPS L1 -130 dBm (código C/A)

L2 -136 dBm (código P)

3.3 Receptor de Digitalización Directa (DDR) y Arquitecturas para Front end

de RF

Considerando la numerosa cantidad de tecnologías inalámbricas modernas, es deseable contar con un sistema multi estándar.Actualmente está teniendo mayor demanda los sistemas multibanda que combinen los sistemas GNSS GPS/Galileo. Un sistema multi estándar significa involucrar un mayor número de frecuencias, lo que hace un front-end de RF más y más complejo. Las complicaciones tradicionales provienen de diferentes clases como las etapas de mezclado o el retardo de la propagación desigual de acuerdo a la banda de frecuencia. A pesar de estas complicaciones y gracias al desarrollo de las tecnologías de software radio, la Digitalización Directa es una alternativa que permite directamente muestrear las señales de RF, resultando que el aliasing no ocurra en las bandas de información. Usar esta técnica no requiere de etapas de mezclado y el traslado de frecuencias sucede con ayuda del aliasing de una entrada deseada a través del proceso de muestreo. En este trabajo se proponen tres arquitecturas de digitalización directa que se indican a continuación.

17

rechaza banda (1.3 – 1.559 GHz) como se muestra en la figura 3.3, todas estas bandas están especificadas de acuerdo al espectro que se muestra en la figura 3.2.

Figura 3.3 Diagrama a bloques del receptor combinado GPS/Galileo, primer diseño propuesto

La figura 3.4 muestra la segunda arquitectura propuesta para receptor de digitalización directa que incluye un amplificador de bajo ruido de banda ancha (1.164 – 1.591 GHz), un divisor de potencia de tres vías, tres filtros pasa banda (1.164 – 1.237 GHz, 1.260 – 1.3 GHz, 1.559 – 1.591 GHz) y un combinador. Estas bandas de frecuencia están especificadas de acuerdo al espectro que se muestra en la figura 3.2.

Figura 3.4 Diagrama a bloques del receptor combinado GPS/Galileo, segundo diseño propuesto

CAPÍTULO 3. RECEPTOR DE DIGITALIZACIÓN DIRECTA PARA GNSS 18

18

Figura 3.5 Diagrama a bloques del receptor combinado GPS/Galileo, tercer diseño propuesto

Entre las tres diferentes arquitecturas para receptor RF propuestas, la primera es bastante sencilla y requiere menos componentes. Por lo tanto una variante de esta arquitectura será diseñada y medida. Esta variante consistirá de un LNA de banda ancha, con un solo filtro pasa banda de 1.559-1.591 GHz, prescindiendo del filtro de rechazo de banda, lo cual nos permitirá minimizar las pérdidas por inserción pero solo abarcando la banda GPS L1 y la banda Galileo E1. Es claro que la segunda y tercer arquitectura requiere de más componentes lo que implica una mayor pérdida por inserción agregada al sistema debido a la presencia de los divisores y los combinadores. El capitulo 4 mostrará el proceso de diseño e implementación y el capítulo 5 expondrá las mediciones finales.

3.4 Técnica de Muestreo Pasa-Banda

Se ha hablado del traslado de frecuencias por medio de aliasing intencional, pero no se ha descrito como funciona esta técnica.

El muestreo pasa banda es una técnica donde se realiza un submuestreo a una señal modulada para obtener una conversión de frecuencia vía aliasing intencional. La relación entre la portadora RF y la tasa de submuestreo no resulta elevada debido a la densidad de ruido introducido por el ADC operando a alta frecuencia provocando un incremento del orden de las armónicas que causa un aumento en la tasa de muestreo.

Esta frecuencia de muestreo (FS) no está relacionada con la frecuencia de la portadora (FC)

si no en el ancho de banda de la señal de interés. Nyquist nos demuestra con su teorema que si una señal está limitada en banda y la tasa de muestreo es superior al doble de su ancho de banda su reconstrucción exacta es posible. El resultado del muestreo no contendrá las frecuencias de DC hasta . De esta forma la velocidad de procesamiento se reduce significativamente.

La expresión matemática (3.4.1) explica como la FC se traduce a una frecuencia intermedia

19

{

⁄

Donde es el resto de la división de . Podemos encontrar otras expresiones matemáticas que nos aseguren que toda la banda deseada caiga dentro del ancho de banda resultante. Estas desigualdades, para el límite superior e inferior, se muestran a continuación:

Donde BWI es el ancho de banda de la información. Cabe señalar que para el muestreo pasa

banda, las bandas de información y la banda resultante del muestreo no deben sobreponerse en el espectro de frecuencias. Por lo que existe otra expresión para múltiples (N) bandas de información:

|

|

para

CAPÍTULO 3. RECEPTOR DE DIGITALIZACIÓN DIRECTA PARA GNSS 20

20

Figura 3.6 Representación en frecuencia del muestreo pasa banda

Primera etapa: la señal entra por la antena y después por el LNA, todas las frecuencias de la banda son amplificadas

Segunda etapa: la señal amplificada recorre el filtro pasa banda atenuando la señal fuera de la banda de interés.

Tercera etapa: la frecuencia de muestreo (FS) elegida definirá el ancho de banda resultante

del muestreo (de 0 a ⁄ ) y los triángulos de aliasing

21

Figura 3.7 Representación en el dominio de la frecuencia del muestreo pasa banda para múltiples señales

CAPÍTULO 4. RECEPTOR DE DIGITALIZACIÓN DIRECTA PARA GNSS: DISEÑO DEL CIRCUITO 22

22

Capítulo 4 Receptor de Digitalización Directa para GNSS: Diseño

del Circuito

4.1 Introducción del Amplificador de Bajo Ruido

El amplificador de bajo ruido (LNA) es un amplificador electrónico especial usado en sistemas de comunicación para recuperar y amplificar señales muy débiles capturadas por una antena. Está ubicado cerca de la antena, ya que las primeras etapas de un receptor tienen un gran impacto sobre la figura de ruido (NF) de todo el sistema. La fórmula de Friis nos ayuda a entender la importancia del LNA, porque la figura de ruido de todo el receptor es dominada por la primera etapa.

Al usar un LNA el ruido de todas las etapas siguientes es reducido por la ganancia del LNA pero el ruido del LNA es inyectado directamente en la señal recibida. Por esto es fundamental para un LNA incrementar la potencia de la señal deseada añadiendo el menor ruido y distorsión posible con el fin de optimizar la sensibilidad del receptor. Además, la ganancia del LNA necesita ser lo suficientemente alta para reducir las contribuciones de ruido del mezclador y de las demás etapas pero también hay que considerar que ganancias muy grandes degradan la linealidad de todo el sistema. En el caso de que el sistema requiera de un intervalo dinámico para una señal elevada entrante, los LNA’s son diseñados

como amplificadores de ganancia variable (VGA) con el objeto de reducir los requerimientos de intervalo dinámico y linealidad de las etapas siguientes. En resumen, hay características clave en el diseño de un LNA que se listan a continuación:

 Figura de bajo ruido

 Ganancia suficiente

 Buena linealidad

 Buen acoplamiento de impedancia

 Bajo consumo de potencia

 Cantidad mínima de componentes

 Comportamiento a la distorsión (IP3)

 Potencia máxima de salida (principalmente el punto de compresión a 1dB)

23

4.2 Diseño y especificaciones del LNA

Basándonos en las características clave de diseño antes mencionadas y en los resultados que se desea obtener se propondrán metas. Se buscarán materiales y dispositivos activos que ayuden a cumplir estas metas.

En este proyecto se utilizará un transistor MMIC de corriente ajustable tipo E-pHEMT de la tecnología GaAs (MGA-62563). Las características principales de este dispositivo se encuentran en la tabla 4.1

Tabla 4.1 Características del dispositivo activo a 1.5 GHz

Tomando en cuenta las peculiaridades del transistor y las características de la señal que recibirá, se establecen ciertos criterios de diseño que debe cumplir el receptor. Estos criterios se muestran en la Tabla 4.2

Tabla 4.2 Características deseadas para el LNA

La técnica de diseño a utilizar es la de acoplamiento a la entrada y salida mediante una línea y un stub. Se basa en proponer el ruido deseado a la entrada y una ganancia máxima a la salida manteniendo la impedancia fija. Esta práctica explicada extensamente en [1] Las características del sustrato a utilizar para las líneas se observan en la Tabla 4.3

Tabla 4.3 Características del sustrato Taconic RF-30 Modelo del

Transistor Ganancia (dB) (dB) Tecnología

MGA-62563 17.7 0.76 E-pHEMT GaAs

Especificaciones del LNA Frecuencia de trabajo 1.0 – 2.0 GHz Figura de ruido < 1.3 dB

Ganancia > 16 dB (lo más elevada posible) Pérdidas por retorno (S11 y S22) ≤ 10 dB

Ancho de banda >24 MHz Consumo de potencia Mínima

OIP3 > 33 dBm

P1dB > 18 dBm

Estabilidad Incondicionalmente Estable ( )

Características del Sustrato

CAPÍTULO 4. RECEPTOR DE DIGITALIZACIÓN DIRECTA PARA GNSS: DISEÑO DEL CIRCUITO 24

24

De la teoría de microcinta se deduce que fijando y H hay una relación inversa entre anchura, W, e impedancia característica, Z0. Ya que se desea que Z0 =50Ω y las líneas no

sean finas sino de fácil fabricación se escoge el substrato RF-30.

La herramienta de diseño de dispositivos de microondas que se utilizó en el proyecto fue Advanced Design System (ADS). ADS es un programa de simulación para el diseño de una gran variedad de dispositivos de telecomunicaciones como osciladores, amplificadores, redes de banda ancha, sistemas de radiocomunicación por satélite, microondas, etc. Este programa es producido por Agilente EEsof EDA, propiedad de Agilent Technologies El software dispone de varios mecanismos de análisis de circuitos eléctricos como es la plataforma de simulación por modelos eléctricos equivalentes (simulador analítico) y también el simulador utiliza el método de momento (MoM). En estas plataformas es posible efectuar el proceso de optimización o mejora de los diseños. Ayuda a descubrir y resolver los problemas en el proceso de diseño, antes de la fabricación. También implementa algoritmos de simulación y rutinas de convergencia avanzada que reduce el tiempo de simulación con relación a otros programas semejantes.

El ADS es la herramienta de apoyo para el diseño del amplificador de bajo ruido ya que permite ahorrar tiempo en la optimización y se pueden comparar los resultados teóricos con los obtenidos en la simulación.

4.2.1 Resultados de simulación del LNA

25

Figura 4.1 Amplificador LNA con redes de acoplamiento de entrada y salida, tapers, capacitores de desacoplo de DC y puertos de entrada y salida.

Figura 4.2 Circuito equivalente de las líneas de acoplamiento entrada/salida

Figura 4.3 Layout de LNA diseñado en ADS, dimensiones de 4.0×1.5 cm2

16 mm

5.49 mm

14.0mm

CAPÍTULO 4. RECEPTOR DE DIGITALIZACIÓN DIRECTA PARA GNSS: DISEÑO DEL CIRCUITO 26

26

En la figura 4.3 se muestran los bloques principales que integran el layout del LNA, se indica con la letra A los taper’s de entrada y salida, estos componentes son líneas de transmisión exponenciales y su principal función es la de unir de manera suave dos líneas de transmisión de diferente impedancia característica, reduciendo los desacoplamientos, en esta línea son montados los conectores de entrada y salida que servirán para conectar la antena por un lado y el filtro por el otro lado.

La letra B corresponde a las líneas de acoplamiento tanto a la entrada como en la salida, se observa que son de diferente tamaño, esto depende del coeficiente de reflexión que se tenga en ambos lados.

La letra C corresponde al stub (codo) que es conectado a las líneas de acoplamiento, aquí de igual forma tienen diferente tamaño.

La letra D corresponde a todos los planos de tierra necesarios para poder aterrizar el transistor, también son perforados y conectados mediante alambres al plano de tierra de la cara inferior, se agregan las suficientes conexiones (cuatro o más por terminal a tierra) para lograr reducir la admitancias parásitas en el circuito.

La letra E corresponde al plano de la red de polarización del transistor, aquí debe colocarse la alimentación necesaria para lograr hacer trabajar el transistor, así como los componentes de control que ayuden a controlar la corriente y ganancia del transistor

La ganancia simulada del dispositivo se muestra en la figura 4.4, se observa que presenta de 19 a 15.5 dB de ganancia en el espacio de frecuencias de 1 a 2.0 GHz, en la banda de interés (1.5 GHz) se puede ver que la ganancia alcanzada es de 17.5 dB.

Figura 4.4 Ganancia del amplificador o parámetro S21 en función de la frecuencia

10 15 20 25

0.5 1 1.5 2 2.5 3

Frecuencia (GHz) S

27

La figura 4.5 presenta el parámetro S11 simulado, este parámetro indica la potencia que se

refleja a la entrada, aquí se aprecia que este parámetro cumple adecuadamente la meta establecida de ser menor a -10 dB, cumpliendo con este requerimiento desde 0.5 a 2.5 GHz. Esta meta asegura que prácticamente menos del 10% de la señal se refleja hacia la fuente, es decir, representa la porción de potencia de la señal que se desaprovecha en el LNA.

Figura 4.5 Parámetro S11 en función de la frecuencia

En la figura 4.6 se representa el parámetro S12, este parámetro indica el aislamiento o

ganancia en inversa, el cual es inferior a -20 dB en toda la banda de frecuencias de análisis, entre menor sea el aislamiento mejor se desempeñará el amplificador, por ejemplo, si en la etapa de salida hay un filtro, parte de la potencia entregada al filtro se refleja, atravesando al LNA afectando las etapas anteriores al LNA, como podría tratarse de una antena activa o de un filtro pasa banda.

-18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4

0.5 1 1.5 2 2.5 3

Parámet

ros

S (dB

)

Frecuencia (GHz) S

CAPÍTULO 4. RECEPTOR DE DIGITALIZACIÓN DIRECTA PARA GNSS: DISEÑO DEL CIRCUITO 28

28

Figura 4.6 Parámetro S12 o ganancia inversa

El coeficiente de reflexión a la salida del amplificador S22 simulado y optimizado de la

figura 4.7, está completamente por debajo -10 dB en toda la banda de frecuencias de análisis. Este parámetro representa la reflexión que sufre la señal de salida del LNA cuando se le presenta en la salida una carga de 50 ohms. Entre menor sea, se está asegurando que la señal de salida se transfiera casi por completo a las etapas siguientes. A 1.5 GHz tenemos una reflexión de -20 dB, lo que equivale al 1% de la potencia que se refleja hacia el LNA.

Figura 4.7 Parámetro S22 en función de la frecuencia

-30 -28 -26 -24 -22 -20

0.5 1 1.5 2 2.5 3

Frecuencia (GHz) S 12(simulado) -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10

0.5 1 1.5 2 2.5 3

29

En la figura 4.8 podemos observar el comportamiento en ruido del amplificador, se tiene una gran semejanza en la respuesta del diseño simulado con respecto a la figura mínima de ruido NFmin entre 500 MHz y 2.2 GHz. Por arriba de 2.2 GHz el ruido NF50 simulado se

degrada con mayor rapidez, esto se debe principalmente a las desadaptaciones y pérdidas presentadas por las líneas de acoplamiento que aumentan con la frecuencia. Cabe destacar que el LNA nunca podría tener un nivel de ruido inferior al NFmin, por esta razón para el

diseño del amplificador se ha escogido un dispositivo que tuviera un nivel de ruido propio lo más reducido posible.

Figura 4.8 Figura de ruido a 50 Ω NF50 y figura de ruido mínima NFmin simulada y optimizada

Es importante mencionar que la figura de ruido mínima puede ser afectada con la temperatura, la corriente de polarización y la frecuencia de operación. Por supuesto que existen dispositivos que ofrecen un mejor desempeño en ruido, pero acceder a estas tecnologías en ocasiones es complicado y en la mayoría de los casos se trata de dispositivos sin encapsular (en oblea), lo que requiere de una alambradora por termocompresión para conectar con las líneas de acoplo, la cual por el momento carecemos de ella en las instalaciones del posgrado de telecomunicaciones de la ESIME-Zacatenco.

CAPÍTULO 4. RECEPTOR DE DIGITALIZACIÓN DIRECTA PARA GNSS: DISEÑO DEL CIRCUITO 30

30

Tabla 4.4 Resumen de resultados de simulación del LNA

4.3 Introducción al Filtro

Un filtro es un dispositivo eléctrico que altera el espectro de frecuencias de la o las señales que lo atraviesan. El proceso de filtrado juega un rol muy importante en las aplicaciones de microondas y RF. Un filtro de RF/Microondas se puede examinar como una red de dos puertos usada para controlar la respuesta en cierto punto en un sistema de RF/Microondas permitiendo transmisión de señal en la banda de paso y atenuación en la banda de paro. El propósito primordial de un filtro es diferenciar bandas de frecuencia por lo que la selectividad en frecuencia es el método más común de clasificarlos. Si el circuito solo deja pasar una banda finita de frecuencias que no incluye DC e infinito, se le llama Filtro pasa-banda.

La creciente demanda de comunicaciones inalámbricas de alta calidad continúan desafiando los filtros de RF/Microondas con requerimientos como gran desempeño, tamaño reducido, bajo costo y menor peso, etc. Debido a estos requerimientos los filtros pueden ser diseñados con elementos discretos o distribuidos. Los más recientes desarrollos en materiales y tecnologías de fabricación como lo son MMIC (Circuito Integrado Monolítico de Microondas) , MEMS (Sistemas Micro-Electromecánicos), HTS (Superconductor de Alta Temperatura), y LTCC (Cerámica sinterizada de baja temperatura) ha cambiado el diseño de filtros con tecnología de microcinta. Las herramientas computacionales de Diseño Asistido por Computadora (CAD), especialmente la simulación total de ondas electromagnéticas ha influenciado la tecnología de microcintas. Además de que construir filtros usando elementos discretos para bandas de frecuencia específicas, por ejemplo banda L, puede ser difícil debido a que un aumento en componentes incrementa la influencia de efectos parásitos. La referencia [11] expone dos características clave para diseños con tecnología de microcinta que se aplicarán a éste diseño:

 Respuesta en frecuencia (Atenuación y retardo de grupo)

 Acoplamiento de impedancia

En este proyecto se diseñan filtros pasa-banda probando con diferentes materiales y distintas configuraciones como son líneas paralelas acopladas, Hairpin y zig-zag. En las

Resultados de simulación del LNA Frecuencia de trabajo 0.5 – 1.9 GHz Figura de ruido 0.78 dB

Ganancia 17.2 dB

Pérdidas por retorno -14.5 dB (S11) -26.0 dB (S22)

P1dB > 16 dB

31

siguientes secciones se presentarán los diseños y su respuesta en frecuencia obtenida por el simulador.

4.4 Diseño y especificaciones del Filtro Pasa-Banda

Existen diferentes tipos de configuraciones de líneas en microcinta para obtener un filtro pasa-banda como lo son líneas acopladas, líneas de peine (Hair-pin), inter digital, Hairpin, Hairpin-Comb, impedancia escalonada, stub line, líneas acopladas en zigzag, líneas acopladas de media longitud de onda y otras, son extensamente usadas en aplicaciones de RF/Microondas. Cada configuración tiene sus pros y contras en cuanto a desempeño como en ancho de banda. Sumado a esto, la banda L provoca que el filtro tenga un mayor tamaño. Usualmente es difícil de obtener un ancho de banda angosto en un filtro de microcinta convencional de RF, pero un filtro inter-digital, en zig-zag, Hairpin o de líneas paralelas acopladas se desempeña mejor para alcanzar ésta característica, además de que su diseño es sencillo, de fácil implementación y buena respuesta. Una discusión más detallada en filtros se puede encontrar en la referencia [13].

En la Tabla 4.5 observamos características significativas de filtros pasa banda que podemos encontrar en el mercado perfilados a la banda L1. Estos filtros están construidos con microcinta sobre materiales exclusivos como cerámica que cuentan con una elevada constante dieléctrica.

Tabla 4.5 Características de algunos filtros comerciales

Tomando en cuenta los datos anteriores, se establecen parámetros que se seguirán para el diseño del filtro en banda L1. Estos parámetros se observan en la Tabla 5.6

PARÁMETROS

JAPAN RADIO CO. JRC SAW FILTER NSVS1058 YOKETAN CORP. SAW FILTER SM1411F- 15754-003-MS-A SANYO DIELECTRI C FILTER FOR GPS TDF1575U03 MURATA SAW FILTER FOR GPS SAFSE1G57 KA0T90 TRIQUINT SEMICOND UCTOR SAW Filter 856039 Frecuencia

central 1575.42 MHz 1575.42 MHz 1575.42 MHz 1575.42 MHz 1575.42 MHz Impedancia de

entrada/salida 50 Ω 50 Ω 50 Ω 50 Ω 50 Ω

Pérdidas por inserción

1.1 dB 0.8 dB 1.5 dB 1.1 dB 1.8 dB

Rizo en la banda de paso

0.2 dB 0.1 dB 0.01 dB 0.1 dB 0.15 dB

CAPÍTULO 4. RECEPTOR DE DIGITALIZACIÓN DIRECTA PARA GNSS: DISEÑO DEL CIRCUITO 32

32

Tabla 4.6 Características deseadas para el filtro pasa-banda

Se utilizará microcinta para crear un filtro pasivo de bajas pérdidas y tamaño reducido. En la tabla 4.7 se muestran las características de los diferentes sustratos que se trabajarán para desarrollar el filtro.

Tabla 4.7 Especificaciones de los Sustratos utilizados para el BPF

Diferentes materiales así como diferentes configuraciones de líneas nos acercarán o alejarán de los valores deseados para el filtro. Similar al diseño del amplificador, los sustratos fueron escogidos con alta debido a la relación entre anchura de las líneas, W, y la impedancia característica Z0, pero además al ser líneas de mayor longitud nos

encontramos con pérdidas. Así que se buscan líneas de pequeño tamaño pero de fácil fabricación con las herramientas que se cuentan en el laboratorio.

Es sustancial realizar varios ensayos hasta encontrar la combinación que nos ofrezca las menores pérdidas, el ancho de banda deseado a la frecuencia de 1575.42 MHz. Además de estos materiales, utilizaremos tres configuraciones de líneas: zigzag, hairpin y líneas paralelas acopladas

4.4.1 Resultados de simulación del BPF

Para este proyecto se ha utilizado el software Advance Design System (ADS) como herramienta de simulación.

Valores deseados BPF

Frecuencia central 1575.42 MHz

Ancho de banda a 3 dB 40 MHz

Perdida por inserción, IL ≤ 2 dB Perdidas por retorno a la entrada/salida, RL > 15 dB Impedancia de la fuente /carga 50 Ω

Material Taconic _RF-60 Taconic _{CER-10 TMM10i} Rogers Constante dieléctrica relativa, 6.15 10 9.8 Tangente de pérdidas del

33

Después de innumerables simulaciones con las tres configuraciones de líneas y los tres materiales diferentes se presentan los resultados por cada asociación Configuración de línea/Tipo de material que cumplieron con el criterio establecido en la tabla 4.6

4.4.1.1 Filtro Zig-Zag

En la figura 4.9 se observa el circuito obtenido por el simulador para la configuración de línea en zig-zag. El material que mejor le favoreció a este arreglo fue el Taconic RF-60. El layout final se muestra en la figura 4.10

Figura 4.9 Esquema del filtro Zig-zag planteado en el simulador ADS

CAPÍTULO 4. RECEPTOR DE DIGITALIZACIÓN DIRECTA PARA GNSS: DISEÑO DEL CIRCUITO 34

34

La figura 4.11 muestra los parámetros S21 obtenidos del método de análisis analítico y del

método de momentos (MoM) del software ADS. Se observa una gran semejanza en ambos análisis. Presenta un ancho de banda de 38 MHz y una pérdida por inserción de -2.3 dB en la simulación analítica.

Figura 4.11 Parámetro S21 del filtro zigzag simulado en dieléctrico RF-60

En la figura 4.12 se traza el parámetro S11 simulado presentando un acoplamiento excelente

puesto que se tiene una respuesta por debajo de -30dB en la banda de paso.

35

La simulación del parámetro S22 es prácticamente idéntica al parámetro S11 debido a la

simetría del diseño por lo que no se muestra.

4.4.1.2 Filtro Hairpin

Para esta configuración de línea el material que mejor le favoreció fue el Taconic CER-10. En la figura 4.13 se observa el circuito obtenido por el simulador y en la figura 4.14 el layout final.

Figura 4.13 Esquema del filtro hairpin planteado en el simulador ADS

CAPÍTULO 4. RECEPTOR DE DIGITALIZACIÓN DIRECTA PARA GNSS: DISEÑO DEL CIRCUITO 36

36

En la figura 4.15 se muestra el parámetro S21 simulado analíticamente y con el método de

momentos. Presenta un ancho de banda de 39 MHz y una pérdida por inserción de -2.3 dB.

Figura 4.15 Parámetro S21 del filtro pasa banda hairpin simulado en dieléctrico CER-10

Cabe recordar que se simularon en ambos métodos con la finalidad de tener mayor fiabilidad en los resultados. En ambos casos la respuesta en frecuencia es similar, mantienen prácticamente el mismo ancho de banda, solo que el análisis por el método de momentos presenta una mayor atenuación en la banda de paso. El método de momentos requiere de un tiempo de cálculo mayor para brindar resultados precisos.

Se observa en la figura 4.16 el parámetro S11 del filtro hairpin simulado de manera analítica

37

Figura 4.16 Parámetro S11 del filtro hairpin simulado en dieléctrico CER-10

4.4.1.3 Filtro Líneas Paralelas Acopladas

Finalmente se observa el circuito del filtro de líneas paralelas acopladas en la figura 4.17. El material que mejor le favoreció a esta configuración fue el Rogers TMM10i. En la figura 4.18 se observa el layout final, sus dimensiones son 4.0×2.0 cm.

CAPÍTULO 4. RECEPTOR DE DIGITALIZACIÓN DIRECTA PARA GNSS: DISEÑO DEL CIRCUITO 38

38

Figura 4.18 Layout del filtro de líneas paralelas acopladas

La figura 4.19 muestra los parámetros S21 simulados del filtro pasa banda de líneas

paralelas acopladas. Se observa un ligero corrimiento en frecuencia y mayor atenuación en la simulación con el método de momentos que con respecto a la simulación Analítica. Esto se debe fundamentalmente al limitado número de celdas de discretización que se utilizan en el MoM y de frecuencia que se analizaron en la estructura de microcinta. Presenta un ancho de banda de 40 MHz y unas pérdidas por inserción de -1.6 dB en la simulación analítica

Figura 4.19 Parámetro S21 del filtro pasa banda de líneas paralelas acopladas simulado en

dieléctrico TMMi10

En la figura 4.20 se traza el parámetro S11 simulado presentando un muy buen

39

Figura 4.20 Parámetro S11 del filtro pasa banda tipo líneas paralelas acopladas simulado

La tabla 4.8 resume los resultados del filtro pasa-banda líneas paralelas acopladas, Hairpin, y Zig-Zag obtenidos por el simulador

Tabla 4.8 Resumen de resultados del BPF

Resultados de simulación BPF

Filtro _{Zig-Zag Hairpin} Líneas paralelas

Acopladas

Material RF-60 CER-10 TMM10i

Frecuencia Central 1576 MHz 1581 MHz 1575 MHz

Impedancia de entrada/salida 50 Ω 50 Ω 50 Ω

Perdida por inserción, IL 2.3 dB 2.3 dB 1.6 dB

Perdidas por retorno, S11 -35.9 dB -15.0 dB -20 dB

CAPÍTULO 5. RESULTADOS DE MEDICIONES 40

40

Capítulo 5 Resultados de Mediciones

5.1 Introducción

Este capítulo expondrá las mediciones del LNA implementado y del filtro pasa banda por separado para terminar mostrando el desempeño en conjunto como parte del front-end para un receptor GPS. El LNA terminado se muestra en la figura 5.1, sus dimensiones son 4.0×1.5 cm2.

Figura 5.1 Amplificador de bajo ruido para la banda de GPS

5.1.1 Resultados de Medición del LNA

El LNA fue construido usando el circuito integrado MGA-62563 de la compañia Avago de Agilent Technologies, se ha utilizado en conjunto con el sustrato Taconic RF-30, material dieléctrico con bajas pérdidas a la frecuencia de diseño, de bajo costo y con una permitividad relativa єr de 3.0, este material se usa generalmente en el diseño de antenas.

El proceso de medición se realizó mediante un analizador de redes vectorial Anritsu MS4624B. Este equipo es ampliamente utilizado en la caracterización de dispositivos de alta frecuencia, tiene una elevada precisión y todos los resultados a continuación presentados son repetibles.

41

100 pF). Posteriormente, se modificaron estos capacitores y se ha obtenido lo que a continuación se presenta. Las gráficas resultantes de esta nueva medición son muy parecidas a los resultados de la simulación, obteniendo así la ganancia deseada con una figura de ruido mínima.

En la figura 5.2 se observa la ganancia medida del LNA, con valores muy cercanos a los obtenidos por la simulación. También se puede ver que este amplificador presenta una ganancia aceptable en la banda de frecuencias que van de 100 MHz a los 3.0 GHz, alcanzando valores de 21 a 11 dB de ganancia respectivamente, también se puede observar que a medida que aumenta la frecuencia, la ganancia también decrece, lo cual se debe a que el dispositivo activo está alcanzando su frecuencia máxima de operación.

Figura 5.2 Ganancia o coeficiente de transmisión directo (S21 simulado y medido) con un voltaje de

alimentación de 3 V

En la figura 5.3 podemos ver que la medición del parámetro S11 está cercano a -10 dB en el

interludio de frecuencias de 0.5 a 2.2 GHz, lo cual muestra una aceptable calidad de acoplamiento con la impedancia de entrada de 50 Ohms, también se observa una gran similitud de la medición con la simulación en todo el espectro de frecuencias.

CAPÍTULO 5. RESULTADOS DE MEDICIONES 42

42

Figura 5.3 Coeficiente de reflexión a la entrada (parámetro S11) medido y simulado en la banda de

0.5 a 3.0 GHz.

También se observa que por arriba de 2.2 GHz el desacoplo es más importante rebasando los -10 dB.

El coeficiente de transmisión inversa o aislamiento S12 de la figura 5.4 es menor a -20 dB

en todo el intervalo de frecuencias de simulación, este parámetro tiene un comportamiento aceptable en todo el espectro de frecuencias de análisis, se observa un comportamiento muy similar entre las mediciones y la simulación teniendo un mejor aislamiento a bajas frecuencias.

43

En la figura 5.5 se muestra el parámetro S22, este parámetro representa el acoplamiento que

existe entre la salida del amplificador con la siguiente etapa la cual presenta a la salida una carga de 50 ohms. El coeficiente S22 indica que tan eficiente es la transferencia de la señal

que ha sido amplificada hacia la carga. Se considera una excelente figura de mérito para este parámetro cuando se encuentra por debajo de -10 dB, como podemos apreciar en la figura este parámetro tiene un excelente desempeño en todo el espectro de medición.

Figura 5.5 Coeficiente de reflexión a la salida S22 medido y simulado

El estudio del ruido es una de las características más importantes cuando se evalúa el desempeño de un sistema inalámbrico, porque determina el nivel mínimo de señal que puede ser detectado por el receptor. El ruido está presente en todos los sistemas RF y de microondas, puesto que siempre existirá una potencia de ruido siendo introducida a través de la antena receptora desde un ambiente externo, así como generado internamente por el circuito receptor. El analizador de redes vectorial Anritsu MS4624B puede realizar mediciones de transmisión y reflexión pero también tiene la capacidad de medir la figura de ruido. El equipo permite llevar a cabo mediciones de figura de ruido de 50 MHz a 6 GHz. La figura de ruido ha sido el parámetro más importante que se tomó en consideración al momento del diseño del amplificador. En la figura 5.6 podemos observar el comportamiento de ruido medido en función de la frecuencia y es comparado con el simulado y con el NFmin. Se observa que la medición presenta un comportamiento en ruido

ligeramente inferior (0.2 dB) respecto al esperado de la simulación y también por debajo del NFmin dado por el fabricante.

La figura de ruido NF50 estimada en los cálculos a 1.5 GHz ha sido de 0.75 dB sin