ALIMENTACION DE UN MOTOR DE INDUCCION CON UN INVERSOR FUENTE DE VOLTAJE DE SEIS PASOS

INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL

ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERÍA MECÁNICA Y ELÉCTRICA

Alimentación de un motor de inducción con un inversor

fuente de voltaje de seis pasos

TESIS

QUE PARA OBTENER EL GRADO DE:

INGENIERO ELECTRICISTA.

P R E S E N T AN

:

Linares Miranda Fernando Daniel

Rivera Reyes Marcos Isain

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AGRADECIMIENTOS.

Agradezco a mis padres José Antonio y Eugenia a mis hermanos Fabiola, Antonio y Barbara, por el apoyo incondicional, los consejos, paciencia y el amor que siempre han demostrado. Sé que siempre puedo contar con ellos.

Agradezco a todos mis amigos que siempre me apoyaron, por sus ánimos, por la compañía y por los consejos.

Agradezco al laboratorio de electrónica de SEPI por todas las facilidades que nos brindaron para la realización del proyecto.

Agradezco al profesor Domingo Almendares por el apoyo y por las facilidades brindadas.

Agradezco a mi asesor Manuel García por todo el apoyo, consejos y por todas las asesorías que nos dio para comprender mejor el tema.

Agradezco a esta gran institución que es el Instituto Politécnico Nacional y a todos los profesores que fueron parte de mi formación.

Agradezco a Dios por todas las bendiciones, llenar mi vida da dichas y por permitirme llegar hasta estos momentos de mi vida .

Y a todas aquellas personas que de una u otra forma, colaboraron o participaron en la realización de esta investigación, hago extensivo mi más sincero agradecimiento.

Levántate y mira el sol por las mañanas y respira la luz del amanecer. Tu eres parte de la fuerza de tu vida; ahora despierta, lucha, camina, decídete y triunfarás en la vida; nunca pienses en la suerte, porque la suerte es: 'el pretexto de los fracasados'. Pablo Neruda.

AGRADECIMIENTOS

Son muchas las personas especiales que me gustaría agradecer su amistad, apoyo, ánimo, tiempo, consejos, compañía en sus diferentes etapas de mi vida, algunas personas están aquí conmigo y muchas otras en mi recuerdo. Siempre les estaré profundamente agradecido por formar parte de mí, por todo lo que me han brindado y por sus buenos deseos.

Dedicatorias:

Mi tesis la dedico con mucho amor y cariño a ti DIOS que me diste la oportunidad de estar aquí y darme una maravillosa familia.

Con mucho cariño a ti mamá y papá que siempre han estado al pendiente de mi, por esperarme cada noche a que llegara con bien a casa, por sus palabras que siempre me alientan a seguir adelante y sobre todo por tanto amor que me han demostrado, aunque hemos pasado momentos difíciles siempre han estado apoyándome y brindándome todo su cariño, gracias por cada llamada de atención que no dejaron que fuera por mal camino, les agradezco de todo corazón el que estén a mi lado.

A mi hermano por confiar en mí, por estar conmigo en la mayor parte de mi carrera, por cada consejo y ayuda que me dio durante mi preparación, por saber darme un buen ejemplo, pero sobre todo por hacerme tío de una linda niña.

Abuelitos, tíos, primos, sobrinos, cuñada, quisiera nombrarlos a todos pero son muchos, eso no significa que no me acuerde de cada uno de ellos, gracias por todo su apoyo y por cada momento que pasamos juntos en familia.

Con mucho cariño a mi novia que es una persona especial en mi vida, por confiar en mí, por su amor, comprensión, por cada palabra de aliento, por estar a mi lado, por regalarme momentos alegres, por dejarme entrar a su familia y por cada momento que compartimos juntos. Gracias por todo lo que has hecho por mí.

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RESUMEN

El trabajo describe un diseño y una implementación de alimentación a un motor de inducción por medio de un inversor trifásico que actúa con un control, este inversor se compone de dispositivos electrónicos de potencia los cuales son encargados de generar las señales para alimentar a nuestro inversor. Se utiliza una modulación por ancho de pulsos convirtiendo de cc. a ca, teniendo un voltaje y una frecuencia de salida constante. El control de este inversor esta basado en el método de conducción a 180º. Se presenta el diseño de los circuitos necesarios así como hardware necesario del inversor,

Contenido de trabajo

En el capítulo uno, se fijan los objetivos, la justificación, se establece el estado del arte

y alcance.

En el capítulo dos se describe como se alimenta un motor trifásico de inducción con un

VSI trabajando en modo de seis pasos. También, se describe el principio de operación de los principales semiconductores.

En el capitulo tres se describe el diseño del circuito inversor de potencia trifásico, de

los circuitos de control, de los semiconductores de potencia, de la etapa de aislamiento y de las señales de control.

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CONTENIDO

RESUMEN

Contenido de trabajo

CAPITULO 1. INTRODUCCIÓN. ………...1

1.1. Objetivo General………..…1

1.2. Justificación………..…2

1.3. Estado del Arte………...2

1.4. Alcance………..7

CAPITULO 2. ALIMENTACION DE UN MOTOR DE INDUCCION CON UN INVERSOR DE SEIS PASOS………8

2.1. Introducción………8

2.2. Tipos de inversores……….8

2.3. El inversor monofásico en puente completo………9

2.3.1. El inversor con modulación por onda cuadrada……….11

2.4. Inversor trifásico fuente de voltaje……….13

2.4.1. Formas de onda de voltaje……….18

2.4.2. Formas de onda de corriente………24

2.5. Elementos semiconductores del VSI...28

2.5.1. Dispositivos semiconductores de potencia……….………. 28

2.5.2. Diodos de potencia………..…28

2.5.3. Diodos de propósito general……….29

2.5.4. IGBT.……….……..31

CAPITULO 3. DISEÑO DEL INVERSOR……….….34

3.1. Descripción de los circuitos utilizados……….….…34

3.2. Etapa de control (generador de pulsos)……….34

3.2.1. Fuente 15 V de CA………34

3.2.2. Fuente 5 V de CC……….35

3.2.3. Generador de pulsos……….35

3.3. Etapa de aislación………38

3.4. Diseño y montaje del los circuitos manejadores de compuerta.………40

3.4.1. Manejador de salida IR2130……….…40

3.4.2. Protección al IR2130………..………42

3.4.3. Tiempo muerto………..….43

3.5. Etapa de potencia (INVERSOR)………...……..44

CAPITULO 4. ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS……..…...47

4.1. Resultados del diseño del VSI ………..……….47

4.2. Señales de entrada del IR2130………..…….48

4.3. Señales de salida del IR2130………...…………..…...49

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CONCLUSIONES………57

REFERENCIAS………...58

GLOSARIO………..59

LISTADO DE FIGURAS.

Figura 1.1. Constitución de la Máquina Asíncrona Trifásica.

Figura 1.2. Estator de un motor de inducción.

Figura 1.3. Rotor de un motor de inducción.

Figura 1.4. Circuito equivalente por fase del motor de inducción.

Figura 1.5. Diagrama fasorial del circuito equivalente.

Figura 2. Circuito eléctrico de un inversor en puente completo.

Figura 2.1. Inversor en puente completo representado con interruptores

Figura 2.2. Circuitos equivalentes del inversor en puente completo (a) S1 y S2 cerrados, (b) S3 y S4 cerrados, (c) S1 y S3 cerrados, (d) S2 y S4 cerrados.

Figura 2.3. Formas de onda de tensión en la carga del inversor en puente controlado por onda cuadrada.

Figura 2.4. Inversor trifásico como fuente de voltaje (VSI) conduciendo S1, S5 y S6.

Figura 2.5aFormas de onda del os interruptores conduciendo a 180°.

Figura 2.5b tensiones de fase al neutro desplazado 120 °

Figura 2.6. Señales complementarias para los interruptores.

Figura 2.7a Topologías definidas por las combinaciones de los transistores superiores. Representación de 6 topologías de voltaje diferente de cero (1)+Va –Vb + Vc ; (2)+Va –

Vb -Vc; (3) +Va +Vb - Vc; (4) -Va +Vb - Vc; (5) -Va +Vb + Vc; (6) -Va –Vb + Vc.

Figura 2.7b Representación de las dos topologías con salida de voltaje cero.

Figura 2.8. Forma de voltaje de línea para un puente inversor trifásico de seis pasos: (a), (b), (c) voltajes polares: (d), (e), (f) voltajes de línea; (g) secuencia de disparos del IGBT.

Figura 2.9. Circuito equivalente para un inversor trifásico con carga balanceada con carga resistiva.

Figura 2.10. Forma de onda de voltaje del inversor trifásico con carga balanceada (a), (b), (c) voltaje polar; (d) voltaje de fase; (e) voltaje entre el neutro de la carga y a medio punto de dc.

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Figura 2.12. Formas de onda de voltajes y corrientes con un inversor trifásico de seis pasos con carga RL balanceada conectada en delta: (a) voltaje de línea, (b), (c), (d) corriente de fase; (d) corriente de línea de ca.

Figura 2.13. Formas de onda de la corriente en el inversor trifásico de seis pasos con carga balanceada conectada en delta (a) corriente de línea ac; (b) corriente del IGBT; (c) corriente del diodo 4.

Figura 2.14 La curva característica.

Figura 2.15. Curva de transferencia de media onda

Figura 2.16. Curva de transferencia de onda completa

Figura 2.17. Símbolo de un IGBT.

Figura 2.18 Circuito de un IGBT.

Figura 2.19. Características típicas de salida y de transferencia de los IGBT (tensión colector emisor)

Figura 2.20. Características típicas de salida y de transferencia de los IGBT (tensión compuerta emisor)

Figura. 3.1. Diagrama de bloques

Figura 3.2.Fuente de alimentación de 15V de cc.

Figura 3.3. Generador de pulsos 5 V de C.A. con medio puente rectificador.

Figura 3.4. Pulsos de media onda para activar el transistor.

Figura 3.5. Generador de pulsos positivos y negativos

Figura 3.6. Pulsos cuadrados de 5 volts de la fase A.

Figura 3.7. Diagrama eléctrico del opto acoplador HCPL2531.

Figura 3.8. Circuito equivalente de los generadores de pulsos y de la etapa de aislación.

Figura 3.9. Diagrama a bloques del IR2130.

Figura 3.10. Señales de entrada de driver ir2130.

Figura 3.11. Tiempo muerto generado por el ir2130.

Figura 3.12. Señales de los 6 IGBTs conectados a la fuente de cc.

Figura 3.14. Circuito eléctrico de la etapa de potencia del inversor

Figura 3.15. Diagrama completo del circuito utilizado.

Figura 4.1. Se muestra el esquema general de la implementación del puente inversor.

Figura 4.2. Pulsos cuadrados medidos para las entradas HIN01 y LIN01 del IR2130 para una fase.

Figura 4.3. Señales de disparo para el IGBT.

Figura 4.4. Pulsos trifásicos con una separación de 120º.

Figura 4.5. Tiempo muerto de salidas del IR2130.

Figura 4.6. Voltaje polar de una fase VA0.

Figura 4.7. Tiempo muerto del voltaje polar VA0.

Figura 4.8. Voltaje de fases VAN.

Figura 4.9. Voltaje de línea VAB.

Figura 4.10. Espectro de voltaje a la frecuencia fundamental 60 Hz.

Figura 4.11. Foto de la etapa de control.

Figura 4.12. Inversor funcionando con una carga resistiva.

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TABLAS

Tabla 2.1. Muestra la tensión de salida que se obtiene al cerrar determinadas parejas de interruptores.

ANEXOS

1 CAPITULO 1.

1. Introducción.

Históricamente los accionamientos con corriente continua (cc) de velocidad variable han sido usados por décadas, sin embargo en los últimos 30 años se han ido desplazando por los accionamientos con corriente alterna (ca). En 1990 la proporción fue del 40% de cc vs 60 % de ca, en 1995 fue del 30% de cc vs 70 % de ca y en el 2000 del 25% cc vs 75% de ca. Este desplazamiento radical ha sido fundamentalmente debido al desarrollo de los nuevos algoritmos de control del par en motores de inducción, y al desarrollo de la electrónica de potencia, de la microelectrónica y de los sistemas digitales (microprocesadores y procesadores digitales de señales) [10]. Con este avance tecnológico casi todos los procesos donde se utilicé fuerza de tracción se han visto beneficiado como son: las máquinas herramientas, extrusoras de plásticos, trenes de laminación, mecanismos de elevación, transportadores y elevadores de jmateriales, equipos de aire acondicionado, bombas, ventiladores, hornos rotativos o lineales, embotelladoras, norias frigoríficas, molinos, agitadores, etc. En dichas máquinas se requiere un control preciso del par y de la velocidad para lograr una adecuada productividad, una buena terminación del producto elaborado, evitar bruscas aceleraciones, diferentes productos a fabricar o garantizar la seguridad de personas y bienes. Este avance tecnológico nos ha motivado para tener un convertidor en el cual podamos lograr experiencia en el control de la energía eléctrica con el objeto de accionar un motor de inducción.

1.1.Objetivo.

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1.2. Justificación

El presente trabajo es para tener un prototipo de un inversor fuente de voltaje trifásico para que posteriormente se monte sobre una tarjeta impresa y poder hacer prácticas de laboratorio, así como el estudio del comportamiento del accionamiento del Motor de Inducción (MI), con diferentes técnicas de modulación del ancho de los pulsos (PWM del ingles Pulse Wide Modulation), Para el control de la velocidad y del par.

1.3 Estado del Arte.

El desarrollo de la electrónica en sus diferentes áreas junto con la teoría del control y el proceso de señales ha conformado herramientas indispensables para transformar y controlar la energía eléctrica. Una de las formas de obtener una fuente de voltaje ó corriente es utilizando un puente inversor, el cual permite transformar la energía eléctrica de cc. a ca. de magnitud y frecuencia variable. Con el invento del transistor surgieron otros dispositivos semiconductores como el IGBT y el MOSFET, con los cuales las complicaciones técnicas del SCR fueron superadas y el control de la energía resulto de una manera sencilla desde el punto de vista técnico. En un principio el SCR fue muy complicado de controlar, ya que para que se ponga en conducción se logra de forma relativamente sencilla pero, cuando éste tiene que dejar de conducir, es necesario aplicar un voltaje inverso (conmutación forzada), por lo que se requiere implementar circuitos complejos que realicen esta operación.

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puede ser conectada a tres niveles de voltaje (Vcc, cero y -Vcc ) [13,14].Otra posibilidad

de obtener un terminal neutro (cero volts) se logra al añadir una cuarta rama al inversor .

La transformación de la energía eléctrica de cc. a ca, es un proceso complejo, especialmente cuando se requiere que las señales de ca. generadas sean senoidales. Otro aspecto técnico muy importante es el grado de aprovechamiento de la fuente de cc, durante el proceso de conversión de la señal continua en corriente alterna. Se han desarrollado diferentes técnicas que permiten lograr lo anterior, por ejemplo la modulación del ancho de los pulsos senoidal (PWM senoidal). De la técnica de control utilizada para el inversor depende, el aprovechamiento de la fuente de cc y la distorsión de la señal de la corriente a la salida del inversor [15]. Por lo que, la operación de los interruptores estáticos del inversor está definida por el tipo de estrategia de modulación del ancho de los pulsos (PWM). Los avances obtenidos en el control de la energía eléctrica, permitieron el desarrollo de los accionamientos de cc y ca. Los primeros accionamientos que se utilizaron fueron los de corriente continua, debido a sus características [11]. Sin embargo, las desventajas de la máquina de cc al tener un conmutador mecánico y escobillas, provocan que sea necesario realizar un mantenimiento frecuente, otra característica de la máquina de cc que limita su uso en algunas operaciones son los bajos niveles de voltaje y de velocidad a los que puede operar.

Estos factores han ocasionado que estos accionamientos sean poco atractivos en algunas aplicaciones industriales. El desarrollo de la electrónica de potencia, de la microelectrónica y de los sistemas digitales (microprocesadores), ha permitido tener otra alternativa, como es la utilización del motor de corriente alterna.

Los primeros accionamientos de ca fueron implementados utilizando el control escalar (voltaje/frecuencia, v/f), el cual se basa en mantener al flujo en el entre-hierro constante, esto sucede si se mantiene la relación v/f constante [1,10,12,]. Esta consideración no es exacta, ya que existen variaciones en el flujo magnético, especialmente a bajas velocidades y con variaciones en el par electromagnético.

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ortogonal rotatorio, lográndose de esta forma ecuaciones dinámicas del motor de inducción, semejantes a las ecuaciones de la máquina de cc.

Mediante la orientación del flujo magnético de la máquina, en una de las componentes ortogonales de la corriente del estator, es posible desacoplar la máquina y lograr controlar el flujo magnético y el par desarrollado, de forma semejante a como se realiza en la máquina de cc [16,17]. El desarrollo de sistemas para controlar la velocidad en motores de inducción se ha venido dando desde hace muchos años.

Las máquinas asíncronas (como el motor de inducción) se basan en el principio de la acción de un campo magnético giratorio sobre un arrollamiento en cortocircuito.

Figura 1.1. Constitución de la Máquina Asíncrona Trifásica.

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Figura 1.2. Estator de un motor de inducción

Figura 1.3. Rotor de un motor de inducción

Para el análisis en estado estable, se utiliza el circuito equivalente del motor mostrado en la figura 1.4. Us es el voltaje en las terminales del estator y será diferente de la

fuerza electromotriz (f.e.m) U m, debido a la caída en la resistencia Rsy en la reactancia

de dispersión XLS del estator. La corriente de excitación sin carga Io, se compone de: la

corriente de perdidas en el núcleo (I o = Um/ Rm) y la corriente de magnetización (Im =

U m / XLm) siendo Rmla resistencia que representa a las pérdidas en el núcleo y X Lm la

reactancia de magnetización.

En el rotor se induce una fuerza electromotriz, U´r , que provoca la circulación de la

corriente I´r (el símbolo ( ´ ) representa que son magnitudes referidas al estator). La

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Figura 1.4. Circuito equivalente por fase del motor de inducción.

El diagrama fasorial del circuito equivalente se muestra en la figura 1.5. Del circuito equivalente, se obtiene la siguiente ecuación (1.1);

(1.1) Donde:

S =

ω

ω

ω

ω

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Figura 1.5. Diagrama fasorial del circuito equivalente.

1.4. Alcance.

El alcance que proponemos es presentar un diseño de VSI para que se puedan hacer pruebas de laboratorio e implementar diferentes técnicas de modulación.

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8 CAPITULO 2

ALIMENTACION DE UN MOTOR DE INDUCCION CON UN INVERSOR DE SEIS PASOS

2.1 Introducción

Los convertidores de cc a ca se llaman inversores. La función de un inversor es cambiar un voltaje de entrada de cc a un voltaje simétrico de salida de ca, con la magnitud y frecuencia deseadas. El voltaje y frecuencia de salida podrían ser fijos o variables. Un voltaje variable de salida se puede obtener haciendo variar el voltaje de entrada de cc manteniendo constante la ganancia del inversor. Por otra parte, si el voltaje de cc de entrada es fijo y no es controlable, se puede obtener un voltaje variable de salida haciendo variar la ganancia del inversor, lo que se consigue normalmente con control por modulación de ancho de pulso (PWM). La ganancia del inversor se puede definir como la relación entre el voltaje de salida de ca y el voltaje de entrada de cc

Las aplicaciones típicas de los inversores de potencia pueden ser: • Accionamientos de motores de CA de velocidad ajustable.

• Sistemas de alimentación ininterrumpida (SAI)

• Dispositivos de corriente alterna que funcionan a partir de una batería.

• Hornos de inducción., etc.

2.2 Tipos de inversores.

Los inversores pueden ser fuente de voltaje (VSI Voltage Source Inverter) o fuente de corriente (CSI current Source Inverter). Los primeros están alimentados por una fuente de cc de baja impedancia como puede ser una batería o un rectificador, en el que a la salida tendrá un filtro LC. El filtro capacitivo en paralelo con las terminales del inversor mantiene un voltaje constante.

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alimenta este inversor con una corriente regulada a través de un inductor en serie; por lo tanto, la corriente de carga es controlada y el voltaje de salida del inversor es dependiente de la impedancia de la carga

2.3 El inversor monofásico en puente completo.

El inversor en puente completo está formado por dos medios puentes, estos a su vez formados por dos semiconductores de potencia totalmente controlados, típicamente; transistores, MOSFETs o IBGTs, tal y como se muestra en la figura 2.0.

Fig. 2.0. Circuito eléctrico de un inversor en puente completo.

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Figura 2.1. Inversor en puente completo representado con interruptores.

Figura 2.2. Circuitos equivalentes del inversor en puente completo: (a) S1 y S2

11

La tensión en la carga Vc puede ser + Vcc, -Vcc, ó 0, dependiendo del estado de los

interruptores. Las figuras 2.2a a 2.2d muestran los circuitos equivalentes para las posibles combinaciones de los interruptores.

Observe que S1 y S4 no deberían estar cerrados al mismo tiempo, ni tampoco S2 y S3 para evitar un cortocircuito en la fuente de cc es. Los interruptores reales no se abren y se cierran instantáneamente, por tanto debe tenerse en cuenta los tiempos de conmutación al diseñar el control de los interruptores. El tiempo permitido para la conmutación se denomina tiempo muerto (“dead time”). Para obtener una tensión en la carga Vc igual a cero se pueden cerrar al mismo tiempo los interruptores S1 y S3 o bien

S2 y S4. Otra forma de obtener una tensión cero a la salida sería eliminando las señales de control en los interruptores, es decir, manteniendo abiertos todos los interruptores.

2.3.1. El inversor con modulación por onda cuadrada

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ca y velocidad variable, o en calentamiento por inducción, fuentes de alimentación de reserva y fuentes de alimentación ininterrumpible.

La forma de onda de la corriente en la carga depende de los componentes de la carga. En una carga resistiva, la forma de onda de la corriente corresponde con la forma de la tensión de salida. Una carga inductiva tendrá una corriente más senoidal que la tensión, a causa de las propiedades de filtrado de las inductancias. Una carga inductiva requiere ciertas consideraciones a la hora de diseñar los interruptores del inversor, ya que las corrientes de los interruptores deben ser bidireccionales ya que la corriente de una carga inductiva se retrasa con respecto al voltaje. Para ello, se suelen poner diodos en antiparalelo con cada uno de los interruptores. En el caso del inversor en puente completo se utilizan cuatro diodos en anti paralelo, uno por cada interruptor.

La figura 2.3. Muestra la forma de onda de la tensión de salida Vcc para un inversor en

puente de onda completa con modulación por onda cuadrada. Éste tipo de modulación no permite el control de la amplitud ni del valor eficaz de la tensión de salida, la cual podría variarse solamente si la tensión de entrada Vcc fuese ajustable.

Figura 2.3. Forma de onda de tensión en la carga del inversor en puente controlado

13 2.4. Inversor trifásico fuente de voltaje.

Este inversor es formado por tres medios puentes como se muestra en la figura 2.4, en esta se muestra uno de los ocho estados que puede tomar. Vcc es la tensión de corriente continua. VaN, VbN y VcN son tensiones de fase con respecto al neutro de la carga que

está conectada en estrella. Cada transistor conducirá durante 180°. Tres transistores se mantienen activos durante cada instante de tiempo. Cuando el transistor S1 está activado, la terminal Va, se conecta con la terminal positiva del voltaje de entrada. Cuando se activa el transistor S4, la terminal Va se lleva a la terminal negativa de la fuente de cd. La figura 2.5a) indica intervalos de 180° para el estado cerrado y el estado abierto de cada interruptor S1, S2, S3, S4, S5, S6. La secuencia y el desplazamiento de 120° de Van, Vbn y Vcn de la figura 2.5b) se genera por el orden establecido para la conmutación de los interruptores de cada rama o medio puente.

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Figura 2.5(a) Formas de onda de los interruptores conduciendo a 180°. Figura 2.5(b)

tensiones de fase al neutro desplazado 120 °

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Figura 2.6. Señales de control para los interruptores.

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16 Figura 2.7.(a) Topologías definidas por las combinaciones de los transistores superiores. Representación de las seis configuraciones de voltaje diferente de cero

(1)+Va –Vb + Vc ; (2)+Va –Vb -Vc; (3) +Va +Vb - Vc; (4) -Va +Vb - Vc; (5) -Va +Vb + Vc;

(6) -Va –Vb + Vc.

Figura 2.7b Representación de las dos topologías con salida de voltaje cero.

17 Tabla 2.2. Estados de los interruptores para inversor trifásico de fuente

de voltaje (VSI)

Estados Estado No.

Estados de Interruptor Superiores

Vab Vbc Vca

S6, S1 y S5 están cerrados y S3, S4 y S2 están abiertos

1 101 Vd -Vd 0

S1, S2 y S6 están cerrados, y S4, S5 y S3 están abiertos

2 100 Vd 0 -Vd

S2, S3 y S1 están cerrados y S5,S6 y S4 están abiertos

3 110 0 Vd -Vd

S3, S4 y S2 están cerrados y S6,S1 y S5 están abiertos

4 010 -Vd Vd 0

S4, S5 y S3 están cerrados y S1, S2 y S6 están abiertos

5 011 -Vd 0 Vd

S5,S6 y S4 están cerrados y S2, S3 y S1 están abiertos

6 001 0 -Vd Vd

S4, S2 y S6 están cerrados y S1, S5 y S3 están abiertos

7 000 0 0 0

S1, S3 y S5 están cerrados y S4, S6 y S2 están abiertos

8 111 0 0 0

La tabla muestra ocho estados de conmutación. Los transistores de S1 a S6 de la figura

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18 2.4.1. Formas de onda de voltaje.

El punto medio de la fuente de cc, (punto 0 del VSI; mostrado en la figura 2.6.) se toma como referencia para definir los voltajes polares Va0, Vb0 y Vc0 los cuales tienen forma

de onda cuadrada como se muestra en la figura 2.8 (a, b y c). Los tres voltajes polares son naturales por cambios en la carga o frecuencia de operación y son generados por el estado de conmutación de los interruptores (IGBT´s) del medio puente correspondiente. Como en el puente monofásico el voltaje polar es +Vd/2 para la mitad del puente esto

ocurre cuando los IGBTs superiores están conduciendo (los IGBT´s inferiores no conducen), y es –Vd/2, cuando los IGBTs inferiores están conduciendo ( los IGBT´s

superiores no conducen)

Cada voltaje de línea se obtiene de la diferencia de los voltajes. VAB = VA0-VB0

VBC = VB0-VC0

VCA = VC0-VA0 (2.1)

Las formas de onda de voltaje de línea se observa en la figura 2.8(d, e y f) y tiene intervalos de 0 a 60º en cada medio ciclo de voltaje.

La forma de onda de voltaje polar es una onda cuadrada de amplitud Vd/2, y puede ser

expresada por las series de Fourier de acuerdo con la siguiente ecuación (2.2)

VA0 = _�4.��₂ sin� +1₃sin 3� + 1₅sin 5� +1₇sin 7� + 1₉sin 9� +⋯ . (2.2)

Esta es similar para VB0 con un desplazamiento de 120º y es expresada en la ecuación

(2.3)

VB0 = 4 � .

��

2 sin(� − 2�

3) + 1

3sin3� + 1

5sin 5(� − 2�

3) + 1

7sin 7(� − 2�

3 +

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Figura 2.8. Forma de voltaje de línea para un puente inversor trifásico de seis pasos:

(a), (b), (c) voltajes polares: (d), (e), (f) voltajes de línea; (g) secuencia de disparos del

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El voltaje de línea VAB se obtiene entre la diferencia de VA0 y VB0, y no contienen

ningún tercer armónico o múltiplos de tres. Las armónicas restantes de la forma de onda del voltaje de línea son de orden k = 6 n - 1, donde n es un numero entero positivo. La serie de Fourier completa para VAB es:

VAB = 2_�√3.�� sin� −1₅sin 5� − 1₇sin 7�t + ₁₁1 sin 11� +₁₃1 � 13� … .

(2.4)

El valor de rms de voltaje de línea es √2

3 o 0.816 Vd y el valor fundamental de rms es √��

�

o 0.78 Vd.

Si el inversor alimenta una carga balanceada, el voltaje de línea a neutro o voltaje de fase tiene una forma de onda de seis distintos pasos por ciclo por lo que es llamada onda de seis pasos o conducción a 180º, esto es fácilmente demostrado en el caso de una carga resistiva, el circuito equivalente de cada una de las conexiones que toma para una carga trifásica conectada en estrella es mostrado en la figura 2.9.

Los voltajes de línea son VAB = + Vd, VBC = - Vd, VCA = 0, el voltaje de fase es

deducible por la acción simple de potencia p y son; VAN = VCN = + Vd/3 y VBN = -2

Vd/3. Este proceso es repetido por los cinco intervalos restantes resultando seis pasos

para el voltaje de fase.

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Figura 2.9. Circuito equivalente para un inversor trifásico con carga trifásica

balanceada con carga resistiva.

Esta ecuación general relata las tensiones de línea a neutro, estas cargas no son dependientes. Como se muestra en la siguiente ecuación (2.5).

VAN = 1₃ (2 VA0 - VB0 - VC0)

VBN = 1₃ (2 VB0– VC0– VA0)

VCN = 1₃ (2 VC0– VA0– VB0) (2.5)

El voltaje instantáneo del neutro de la carga a cero volts de la fuente de corriente directa es dada por la ecuación (2.6).

23 Figura 2.10.Forma de onda de voltaje del inversor trifásico con carga balanceada (a),

(b), (c) voltaje polar; (d) voltaje de fase; (e) voltaje entre el neutro de la carga y la

fuente de corriente continua al punto medio.

Los armónicos que contienen del voltaje fase de seis pasos no son lo mismo que el de la forma de onda del voltaje de línea y la diferencia entre forma de onda entre los dos voltajes es debido a la diferente relación de fases entre la fundamental y la de las armónicas. Se puede ver la serie de Fourier que expresa para VAN

VAN = _�2.�� sin� +1₅sin 5� + 1₇sin 7�t + ₁₁1 sin 11� +₁₃1 � 13� … .

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La forma de onda para VN0 (ver figura 2.10 (e)), se muestra la tercera armónica

suprimida, ahora aparecen entre la carga del neutro y la mitad del punto de cc. Como una forma de onda cuadrada del voltaje de tres tiempos.

2.4.2. Formas de onda de corriente.

En el inversor de seis pasos se pueden usar transistores (SCR´s, IGBT´s, MOSFET´s, etc) pero la forma de onda del inversor de corriente es determinada por las características de la carga y son independientes de la potencia del dispositivo que manejen, excepto en el momento que los dispositivos estén en el periodo de conmutación.

La forma de onda de corriente de los inversores pueden tener una carga RL (resistiva e inductiva) balanceada, conectada en estrella, esta se muestra en la figura 2.11, la dirección positiva de la corriente iA, iB, iC, y la corriente de fase ia, ib, ic, son indicadas

en la figura 2.12.

25

La forma de onda de voltaje de línea de la figura. 2.8 muestra que cada fase conectada en estrella está sujeta a la forma de onda cuadrada del voltaje con niveles de + Vd, cero y –Vd. La corriente de fase, para las tres consiste en una serie de cambios exponenciales producidos por los cambios en la aplicación de voltaje, origina un tiempo que se toman en el instante cuando el S4 es apagado y el S1 es encendido, saliendo S5, S6 y S1 para los tres IGBT’s. El voltaje aplicado para la fase A de la conexión, la carga ahora tiene una forma de onda para VAB de la figura 2.12 (a) con + Vd aplicado a los primeros 120º

del ciclo, esto produce que la corriente cambie y se puede ver en la fig. 2.12 (b). Después de los tres ciclos S3 esta conmutando y S6 está apagado de tal modo conectando ambas terminales de fase A para la fuente positiva y reduciendo el voltaje de fase a cero, sin embargo la corriente inductiva puede circular alrededor del circuito compuesto de S1 y D3.

Así la corriente de fase decae por i2 y se puede notar en la figura 2.12 (b). El medio

ciclo que es completado después de 180º, cuando el S4 está conduciendo y el voltaje Vd

es aplicado a través de la fase A con polaridad contraria. Las dos formas de onda restantes de fase son similares a la fase A solo que desplazadas 120º y 240º respectivamente. La corriente de línea se obtiene generalmente de la diferencia de las dos corrientes de fase.

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Figura 2.12. Formas de onda de voltajes y corrientes con un inversor trifásico de seis

pasos con carga RL balanceada conectada en estrella: (a) voltaje de línea, (b), (c), (d)

corriente de fase.

2.4.3. Funcionamiento de los IGBT´s y Diodos

En la figura 2.11 Se origina un tiempo muerto cuando S4 no está conduciendo y S1 está conduciendo. Sin embargo, la corriente de línea iA es negativa, y esta debe llevarse por

una realimentación por el D1 reduciendo la corriente neta señalada en la fuente de cc. Subsiguientemente iA inverso y S1 empieza a conducir, como empieza al instante de la

corriente inversa esta carga es dependiente y el IGBT es muy fiable para dedicarse a llenar 180º durante la conducción.

Al final de este medio periodo, la IL permanece positiva para que ese tiempo deba

llevarse por el D4, la forma de onda de la IL es repetida en la figura 2.13(a) con el

27

destacando el factor de potencia de la carga y conmutando la operación de la carga con los IGBTs, el inversor es factible.

Figura 2.13. Formas de onda de la corriente en el inversor trifásico de seis pasos con

carga balanceada (a) corriente de línea ac; (b) corriente del IGBT; (c) corriente del

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28 2.5. ELEMENTOS SEMICONDUCTORES DEL VSI.

2.5.1. Dispositivos semiconductores de potencia.

Los semiconductores son materiales cuya conductividad varía con la temperatura, pudiendo comportarse como conductores o como aislantes, su conductividad eléctrica aumenta con la temperatura. A la temperatura ambiente, los semiconductores presentan conductividades eléctricas intermedias entre la de los metales y la de los aislantes. Sin embargo se desean variaciones de la conductividad no con la temperatura sino ser controlados con voltaje o corriente.

Desde que se desarrolló el primer tiristor, el SCR a finales de 1957, ha habido progresos impresionantes en los dispositivos semiconductores de potencia [2], como el manejo de corrientes más altas, rápidos tiempos de activación y desactivación, esto permite que estos dispositivos operen a frecuencias muy altas, como resultado los inductores y capacitores asociados sean más pequeños y más baratos.

2.5.2. Diodos de potencia.

Uno de los dispositivos más importantes de los circuitos de potencia son los diodos, que es un dispositivo de unión pn con dos terminales (ánodo y cátodo). Cuando el potencial es positivo con respecto al cátodo, se dice que el diodo esta polarizado directo, y conduce. Un diodo conductor tiene una caída directa de voltaje a través de él relativamente pequeña; la magnitud de esta caída depende del proceso de manufactura y de la temperatura de la unión. Cuando el potencial del cátodo es positivo con respecto al ánodo, se dice que el diodo esta polarizado inverso.

Los diodos de potencia se caracterizan porque en estado de conducción, deben ser capaces de soportar una alta intensidad de corriente con una pequeña caída de tensión. En sentido inverso, deben ser capaces de soportar un nivel elevado de tensión negativa de ánodo respecto al cátodo, con una pequeña intensidad de corriente inversa.

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Figura 2.14 La curva característica.

Donde:

VRRM: tensión inversa máxima. De acuerdo a las especificaciones del IGBT(

G4PC40UD) la tensión inversa máxima es de 600 V VD: tensión de codo. Típicamente de 1 a 3 V

2.5.3. Diodos de propósito general.

Los diodos rectificadores de propósito (o uso) general, tienen un tiempo de recuperación inversa relativamente grande, en el caso típico de unos 25µs, y se usan en aplicaciones

de baja velocidad, donde no es crítico el tiempo de recuperación (por ejemplo, en rectificadores y en convertidores de diodo, para aplicaciones con una frecuencia de entrada baja, hasta de un 1kHz, y para convertidores conmutados por línea). [2]

Dependiendo de las características de la alimentación en corriente alterna que emplean, se les clasifica en monofásicos, cuando están alimentados por una fase de la red eléctrica, o trifásicos cuando se alimentan por tres fases.

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Figura 2.15. Curva de transferencia de media onda

La curva de transferencia, que relaciona las tensiones de entrada y salida, tiene dos tramos: para tensiones de entrada negativas la tensión de salida es nula, mientras que para entradas positivas, la tensión se reduce en 0.6V. El resultado es que en la carga se ha eliminado la parte negativa de la señal de entrada.

Figura 2.16. Curva de transferencia de onda completa.

31 2.5.4. IGBT.

En un IGBT se combinan las ventajas de los BJT y de los MOSFETS. Un IGBT tiene alta impedancia de entrada, como los MOSFETS, y pocas pérdidas por conducción en estado activo, como los BJT, el rendimiento de un IGBT se parece más al de un BJT que al de un MOSFET.

Un IGBT es un dispositivo controlado por tensión, parecido a un MOSFET de potencia. Como en un MOSFET (canal N), para el encendido se hace positiva la compuerta con respecto al emisor, los portadores n son atraídos al canal p, cerca de la región de la

compuerta; esto produce una polarización en directa de la base del transistor npn, que con ello se enciende. Un IGBT sólo se enciende aplicándole una tensión de compuerta positiva, para que los portadores n formen el canal, y se apaga eliminando la tensión de

compuerta, para que el canal desaparezca. Requiere un circuito de control muy simple. Tiene menores pérdidas de conmutación y de conducción, y al mismo tiempo comparte muchas de las propiedades adecuadas de los MOSFET de potencia, como la facilidad de excitación de compuerta, corriente pico, buenas características y robustez. Un IGBT es más rápido que un BJT. Sin embargo, la velocidad de conmutación de los IGBT es menor que la de los MOSFETS [2].

Este es un dispositivo para la conmutación en sistemas de alta tensión. La tensión de control de puerta es de unos 15 V. Esto ofrece la ventaja de controlar sistemas de potencia aplicando una señal eléctrica de entrada muy débil en la puerta.

En la Figura 2.17 se ve el símbolo y en la figura 2.18 se observa el circuito de un IGBT interruptor. Las tres terminales son compuerta, colector y emisor, en lugar de compuerta, drenaje y fuente de un MOSFET.

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Figura 2.18. Circuito de un IGBT.

Figura 2.19. Características típicas de salida y de transferencia de los IGBT

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Figura 2.20. Características típicas de salida y de transferencia de los IGBT

(tensión compuerta emisor)

Las curvas características de salida típicas de iC en función de vCE , se ve en la figura

2.19 para diversas tensiones vCE de compuerta a emisor. La característica típica de

transferencia de iC en función de de VGE se ve en la figura 2.20, la corriente de colector

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34 CAPITULO 3. DISEÑO DEL INVERSOR.

3.1. Descripción de los circuitos utilizados.

En el siguiente capítulo se presenta la descripción de los circuitos utilizados en la implementación del sistema. Parte de los circuitos fueron diseñados y montados durante el trabajo en el laboratorio. En la figura 3.1. Se muestra el diagrama de bloques de un inversor trifásico de seis pasos.

Figura. 3.1 Diagrama de bloques

3.2 Etapa de control.

Para nuestro caso esta etapa está compuesta por un generador de pulsos y para realizarlo necesitamos una fuente de 5 V de C.C. y una fuente de 15 V de C.C así como diferentes elementos electrónicos que se describirán enseguida.

3.2.1. Fuente 15 V de CC.

35

Figura 3.2.Fuente de alimentación de 15V de cc.

3.2.2. Fuente 5 V de CC.

Esta fuente es diseñada de acuerdo a la fig.3.2 en donde son utilizadas las recomendaciones del LM7815. Esta fuente es utilizada para alimentar el colector de los transistores generara los pulsos del control del VSI, a continuación se explica más detalladamente.

3.2.3. Generador de pulsos.

Para generar tres pulsos senoidales de 5V necesitamos una fuente trifásica de CA para tener una simetría entre fases, cada fase pasara por un transformador 120/5 VCA. Después de tener el voltaje adecuado, tenemos que utilizar un rectificador de media onda trifásico, esto lo lograremos con un diodo IN4001, para tener pulsos de media onda senoidal por fase, se agrega una resistencia para limitar la corriente y pueda saturar la base del transistor, un transistor en saturación tiene una corriente de colector máxima y un voltaje colector emisor casi nulo. Para lograr que el transistor entre en saturación, el valor de la corriente de base debe calcularse dependiendo de la carga que se esté operando. El transistor utilizado es el BC 237 del tipo NPN, sus característica se anexaran, para escoger el valor de la resistencia tenemos que tomar en cuenta la corriente del transistor. Para calcular la resistencia adecuada y con los datos de las tablas de sus características tenemos que: I = 10mA, V = 5V, y una caída de tensión de 0.2V. Utilizando la ecuación 3.1.

_�� = �

�

� �

(3.1)

Calculo de la resistencia:

�

�=� �

� �=

5−0.2�

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Figura 3.3. Generador de pulsos 5 V de C.A. con medio puente rectificador.

Teniendo un pulso como se muestra en la figura 3.4 para que el transistor pueda conducir.

Figura 3.4. Pulsos de media onda para activar el transistor.

Para alimentar a los opto acopladores necesitamos pulsos cuadrados de 5 V de C.C., para generar estos pulsos, utilizamos los pulsos senoidales que generamos con el circuito implementado en la figura 3.3, estos pulsos alimentan la base del transistor.

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resistencia enserie, con 5V. Para este cálculo tenemos los siguientes datos obtenidos del transistor Ic = 5mA, VCE = 5Vcc, utilizando la ecuación 3.1. Tenemos.

��=� ���=

5�

5 ��=1�000Ω

Los pulsos los generan los positivos de la onda senoidal, cada pulso va a generar una salida de 5 y 0 V de cc y así obtenemos una señal cuadrada como se muestra en la figura 3.6, así sucede para los dos transistores restantes.

Como necesitamos tres señales positivas y tres negadas, utilizamos una compuerta not (DM7404) para cada transistor. Del colector de cada transistor tenemos que obtener una señal positiva y una negada para negar la señal se alimenta a una compuerta not para negar la señal y con esto obtener una señal positiva y una negativa por cada transistor mostrándolas en la figura 3.6, y así tenemos las seis señales. El circuito implementado se muestra en la figura 3.5.

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Figura 3.6. Pulsos cuadrados de 5 volts de la fase A.

3.3. Etapa de aislación.

39

Figura 3.7. Diagrama eléctrico del opto acoplador HCPL2531.

Los opto acopladores se alimentan con una señal de 5V, como se muestra en la figura 3.7, aquí se observan las señales que utilizaremos para accionar el optoacoplador, esta señal va al ánodo del optoacoplador y su cátodo pasa por una resistencia que esta aterrizada, con la finalidad de ajustar la corriente a 4.3mA que es suficiente para accionar el led interno del optoacoplador, la resistencia se calcula con la corriente mencionada y la tensión es de 5V, utilizando la ecuación 3.1. Tenemos que tomar en cuenta la caída de tensión del diodo emisor de luz del optoacoplador.[9]

Calculo de la resistencia para el opto acoplador.

�

�=�

�

� � =

5�−0.7�

4.3 � =�1�000Ω

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Figura 3.8. Circuito equivalente de los generadores de pulsos y de la etapa de

aislación.

3.4. Diseño y montaje del los circuitos manejadores de compuerta (driver).

Para diseñar un circuito conocido como driver, se deben de tomar en cuenta las dos

consideraciones que ayudan a proteger al inversor, que el manejador sea capaz de suspender la conmutación de los dispositivos cuando se haya producido una situación de riesgo para el convertidor, y que debe de sujetarse a las necesidades de activación del interruptor.

3.4.1.Manejadores de salida IR2130.

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Un circuito detector de bajo voltaje esta en todo momento monitoreando el nivel de Vcc el cual provee una señal para inhibir las seis salidas de señales. Además hay circuitos individuales detectores de bajo voltaje para cada una de las salidas del lado alto.

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42 3.4.2. Protecciones del IR2130.

Protección de bajo voltaje (UV)

Una condición de bajo voltaje en el nivel de Vcc definido como menos de 8.9 volts (cuando el VCC está reducido) y menos de 9.3 volts nominal cuando Vcc es incrementado, causa que toda las salidas sean apagadas.[5][7]

43 Protección de sobre corriente (ITRIP)

En caso de un corto circuito o una sobrecarga es deseable apagar todas las salidas del IR2130. Esto se logra a través de un comparador de corriente que monitora la caída de voltaje en una resistencia de monitoreo (resistencia ITRIP), Instalada en el lado bajo y que es comparada con una referencia de 0.5 volts. [5][7]

La salida del comparador de corriente y la del circuito de UV van a una compuerta OR, de esta forma cualquiera de las dos puede hacer actuar el circuito de FAULT.

Circuito de falla (fault)

Este circuito consiste en un enclavamiento, el cual es puesto a 1 por cualquiera de las dos combinaciones mencionadas anteriormente, esta condición de 1 produce 2 señales de salida una de estas es usada para inhibir las 6 salidas de control y la otra salida aparece como un indicador de falla, esta condición se expresa como un nivel lógico bajo el cual es capaz de controlar un diodo led o un circuito externo. Esta condición de falla mantendrá las salidas bloqueadas hasta que el usuario mantenga las entradas del lado bajo en un nivel lógico 0 por más de 10 microsegundos ó forzando Vcc esto quiere decir eliminando la alimentación del circuito [5][7].

3.4.3. Tiempo muerto.

El IR2130 también genera un tiempo muerto en las señales de salida, para que los IGBT´s de una misma rama no conduzcan al mismo tiempo y puedan causar un corto circuito. Este tiempo muerto es de 1.2s, es suficiente para que no entren en conducción los IGBT´s de la misma rama.[5][7]

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44 3.5. Etapa de potencia (INVERSOR).

Para la implementación del inversor utilizamos 6 IGBT´s IRG4PC40UD, estos soportan un voltaje de colector a emisor de 600 V, una corriente de 20 A [8]. Para asegurar un buen funcionamiento de los IGBT´s y que no tengan un exceso de temperatura se montaron sobre un disipador de aluminio de 10 X 12 cm.

Figura 3.12. Señales de los 6 IGBTs conectados a la fuente de cc.

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Fuente 3.13. Fuente de 320 V de cc.

Es importante señalar que el manejo de esta fuente se hizo con la mayor precaución debido a que se manejan voltajes y corrientes de niveles altos que representan un peligro ocasionando daños. La terminal +Vcc de la fuente alimenta al colector de los tres IGBT´s de las ramas de arriba, y la terminal –Vcc alimenta al emisor de los tres IGBT´s de las ramas de abajo, como se muestra en la figura 3.14.

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47 CAPITULO 4. ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS.

4.1. Resultados del diseño de VSI.

En este capítulo se presentan los resultados obtenidos durante las pruebas realizadas en el laboratorio con el accionamiento electrónico del motor de inducción. Inicialmente se presentan las señales de entrada y salida del (IR2130) que serán aplicadas a las compuertas de los IGBT´s del puente inversor. Después se muestran los resultados de la implementación de inversor de seis pasos. Por último, se presentan los resultados de la puesta en marcha del inversor fuente de voltaje con carga

Utilizamos una fuente de 320 cc, 60 Hz.

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48 4.2. Señales de entrada del IR2130.

Como se muestra en la figura 4.2. Existen 2 señales por fase es decir hay 6 señales de entrada que corresponden 3 a señales positivas y 3 negadas las primeras tres son positivas HIN01, HIN02, HIN03, las 3 señales restantes corresponden a las negadas LIN01, LIN02, LIN03.

Las entradas del inversor se alimentan con una tensión de +5Vcc considerando nuestra fuente de alimentación con un 5% tenemos una tensión de pico a pico de 6.4, calculando su valor eficaz tenemos Rms = 5 x 2 = 7.07V, en la figura 4.2 se observa que las señales obtenidas son simétricas y opuestas.

Figura 4.2. Resultados de los pulsos cuadrados para las entradas HIN01 y LIN01 del

IR2130 para una fase.

49

Los pulsos de voltaje que controlan la conducción de los IGBT´s son aplicados a su compuerta, debiendo tener un nivel de voltaje de +15 Vcc. En la generación de estas señales se tiene que evitar la conducción simultánea de dos IGBT´s de una rama del puente inversor; si ocurre la conducción de ambos IGBT´s la fuente de corriente continua se pondrá en corto circuito a través del inversor, provocando la destrucción del IR2130. En la figura 4.3, se muestran las señales de disparo de dos IGBT´s de una misma rama del puente inversor esperando una tensión de +15 Vcc y calculando su valor medio Vm = Valor Max. / 2 = 15/ 2 = 7.5V es el valor esperado.

Figura 4.3. Señales de disparo para el IGBT.

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50

Figura 4.4. Pulsos trifásicos con una separación de 120º.

La figura 4.5. Se puede apreciar el tiempo muerto, el cual es 1.6 µs, este valor del

51

Figura 4.5. Tiempo muerto de salidas del IR2130.

4.4. Resultados de forma de onda de voltaje con carga.

El voltaje polar, como se menciono en el capítulo 2 es Vd/2 y sustituyendo estos valores tenemos 320 / 2 = 160, tenemos una frecuencia de 60 Hz. En esta medición utilizamos una atenuación de X10.

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En la figura 4.7, hicimos un acercamiento para ver detalladamente el tiempo muerto del voltaje polar, de la fuente de cc, tenemos un tiempo muerto de 1 µs.

Figura 4.7. Tiempo muerto del voltaje polar VA0.

La figura 4.8. Muestra el voltaje de línea VAB = VA0– VB0, tenemos;

VA0 = Vd/2, VB0 = -Vd/2 , por lo tanto VAB = 160 – (-160) = 320V

53

En la figura 4.9 observamos el voltaje de línea a neutro

VBN = Vd/3 = (-2* 320) / 3 = 213.33 es el valor esperado en el osciloscopio.

Figura 4.9. Voltaje de fase VBN.

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55 Figura 4.11. Etapa de control

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57 CONCLUSIONES.

Se construyo el prototipo de un inversor trifásico de seis pasos de dos niveles, obteniendo un circuito de potencia compacto. Para el manejo de los IGBT´s se utilizo un driver (IR2130) con sus protecciones térmicas y sobrecorriente. Sin embargo, se presentaron serios problemas con el tiempo muerto, el cual es excesivamente grande, a lo esperado por las especificaciones del IR2130, además los HCPL2531 resultaron sumamente sensibles a las señales de entrada, alterando las señales de salida del nuestro elemento, los cuales dañaron varios IGBT´s y provocó retraso en el trabajo experimental en el laboratorio.

Una vez construido el equipo, este fue sometido a pruebas prácticas, se tomaron los valores de tensión (voltaje de línea, voltaje de fase, voltaje polar) y se observaron sus respectivas formas de onda, con resultados exitosos. El inversor construido está basado en la conducción a 180º.

Para el sistema de control fue necesario diseñar un disparo básico. Los medios puentes se han formado empleando IGBT´s como semiconductores de potencia. Los resultados obtenidos en las pruebas realizadas fueron satisfactorios en todo sentido, pudiéndose comprobar prácticamente las buenas propiedades de la tecnología de los inversores.

Algunas de las prácticas que se pueden realizar, es obtener la curva de par velocidad de los motores, (esto no se llevo a cabo por falta de equipo en el laboratorio y por falta de presupuesto), se pueden hacer prácticas para observar y comprobar la forma de onda de los voltajes de un inversor de dos niveles, también el prototipo puede servir como antecedente para que los alumnos realicen su propio inversor.

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58 REFERENCIAS

1 “Power Electronic Control of AC motors. J.M.D.” Murphy.

2 “Electrónica De Potencia” Circuitos, dispositivos y aplicaciones, Muhammad H.

Rashid

3 http://www.irf.com

4 http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2130.pdf

5 http://www.freeweb.hu/majki/elektro/pic/project/fv600/ir2130app.pdf

6 http:// www.ate.uniovi.es/ribas/Docencia04_05/Electronica_de_Potencia_12750/

Presentaciones/Leccion9_inversores_trifasicos.pdf

[7] http:/www.yoreparo.com/foros/electrónica industrial/soluciones/diseño-de-un-inversor-trifasico-dcac-t252122.html

[8] http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irg4pc40ud.pdf

[9] http://www.littlediode.com/datasheets/Datasheets-HC/HCPL2531.PDF

[10] Bimal K. Bose. “ Power Electronics and Variables Frequency Drives”.IEEE PRESS.1997.

[11] Werner Leonard. ” Control and Electric Drives ”.2nd Completely Revised and Enlarged Edition, Springer. 1996. ISBN 3-540-59380-2.

[12] Bimal K. Bose. “ Power Electronics and AC Drives”.by Prentice-Hall.1986. [13] S. Halász. “Analysis of Pulsewidth Modulation Techniques for Induction Motor Drives”. IEEE 1993.

[14] S. Halász, A.A.M. Hassan, B.T. Huu. “Motor Voltage Spectrum and Torque Pulsations of Optimized Three-Level Inverters”.IEEE 1994.

[15] Joachim Holtz, “Pulsewidth Modulation for Electronic Power Convertion” Proceeding of the IEEE, vol.82, No. 8, August 1994.

[16] Rupprecht Gabriel, Werner Leonhard and Craigj J. Nordby. “Field-Oriented Control of a Standard AC Motor Using Microprocessors”.

59 GLOSARIO

A Ampere.

V Volts.

HP Caballos de fuerza (Horse Power)

MOSFET Transistor de Efecto de Campo por MOS

(Metal Oxide Semiconductor Fiel Effect Transistors). IGBT Transistor Bipolar de Compuerta Aislada.

(Insulation Gate Bipolar Transistor) SCR Semiconductor rectificador controlado.

(Semiconductor-controlled Rectifiers).

VSI Inversor Fuente de Voltaje (Voltage Source Inverter). CSI Inversor Fuente de Corriente (Current Source Inverter). cc Corriente Continua.

ca Corriente Alterna.

rms Raíz media cuadrática (root mean square), valor eficaz.

PWM Modulación del Ancho de los Pulsos (Pulse Wide Modulation). VAB, VBC, VCA Voltajes de línea a línea.

VA0, VB0, VC0 Voltajes polares.

+1/2 Vd (Un medio del Voltaje de alimentación de c.c)

-1/2 Vd (Menos un medio del Voltaje de alimentación de c.c). Vd Voltaje de alimentación de c.c.

VAN, VBN, VCN Voltajes de fase.

U s Voltaje en las terminales del motor.

U m Fuerza electromotriz (Voltaje de magnetización). X LS Reactancia de dispersión del estator.

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Rs Resistencia del estator.

R m Resistencia que representa a las pérdidas en el núcleo S = ω sl/ ω e Deslizamiento.

L Inductancia del estator.

ω Sl Frecuencia de deslizamiento en rad/s.

ω r Velocidad angular de la flecha en rad/s.

ω e = 2 f π 1 Frecuencia en (rad/s) de la fuente de alimentación. f 1 Frecuencia del estator en Hz.

fmm Fuerza Magnetomotriz.

Φ Flujo principal por polo del campo magnético del estator. φ Flujo instantáneo de concatenación en una espira del estator.

T Par.

m 1 Número de fases del estator. p Número de par de polos.

X 11 = Xls +X lm Reactancia total del estator a la frecuencia de alimentación. X 22= X lr + X lm Reactancia total del rotor a la frecuencia de alimentación. U fase, rms Voltaje rms de fase.

I linea rms, Corriente rms de fase. R Resistencia del estator.

RL Resistiva e inductiva. IL Corriente de línea

µs micro segundos.

VCE Voltaje colector emisor.

Ihfe Corriente de ganancia .