Diseño y construcción de una arrancador suave con potencia eléctrica escalable aplicado a motores de inducción trifásicos

(1)

Facultad de Ingeniería

Carrera de Ingeniería Eléctrica

“Diseño y construcción de un arrancador suave con potencia

eléctrica escalable aplicado a motores de inducción

trifásicos”

Trabajo de titulación previo a la obtención del Título de Ingeniero Eléctrico

AUTORES:

MILTON EDUARDO LUDEÑA JIMENEZ C.I. 1104018393

DOUGLAS LUCIANO LAPO CAMISAN C.I. 1104452809

DIRECTOR:

ING. MARTIN EDUARDO ORTEGA ORTEGA, Mgs. C.I. 0301449450

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Lapo Camisan Douglas Ludeña Jimenez Milton

2

RESUMEN

En el mercado ecuatoriano se dispone de sistemas integrados de arrancadores suaves para motores eléctricos de inducción trifásicos en diversas marcas y de potencia eléctrica fija, pero no existen sistemas modulares escalables en potencia eléctrica que faciliten las maniobras y la reutilización de un mismo sistema de arrancador suave en otros motores de diferente potencia eléctrica.

En el Capítulo 2 se abordan los principios del electromagnetismo aplicados en los motores eléctricos de inducción, se consolida las diferencias entre las técnicas denominadas ángulo de fase y variación de frecuencia aplicadas en el arranque de motores asíncronos y se analiza la modulación por ancho de pulso senoidal, sinusoidal pulse width modulation (SPWM) que será usada para el diseño del arrancador suave.

El diseño del arrancador suave detallado en el Capítulo 3, conlleva la aplicación de modelos matemáticos preestablecidos. Se confirman los cálculos de diseño al utilizar programas informáticos que permiten modelar y prever complicaciones futuras en la elección, construcción y pruebas del prototipo.

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3 Las pruebas del arrancador suave visualizadas en el Capítulo 5 son un proceso minucioso para demostrar la forma de onda (SPWM), los tiempos de conmutación, el solapamiento entre semi-ciclo positivo y semi-ciclo negativo por fase, la secuencia de fases en el sistema trifásico que se realiza a nivel de microcontrolador.

Palabras Clave

(4)

4

ABSTRACT

In the Ecuadorian market, there are integrated systems of soft starters for three-phase induction electric motors in different brands and fixed electric power, but there are not scalable modular systems in electrical power that facilitate the maneuvers and the reuse of the same soft starter system in other motors of different electrical power.

Chapter II deals with the principles of electromagnetism applied in electric induction motors, consolidates the differences between the techniques called trigger angle and frequency variation applied in the starting of asynchronous motors and analyzes the modulation by sinusoidal pulse width SPWM that will be used for the design of the soft starter.

The design of the soft starter detailed in Chapter III entails the application of pre-established mathematical models. Design calculations are confirmed by using computer programs that allow modeling and anticipating future complications in the choice, construction and testing of the prototype.

Chapter IV presents the construction of the soft starter, which begins with the selection of equipment and materials according to the design that are then integrated in a modular form on an electrical panel.

(5)

5 sequence in the three-phase system that it is done at the microcontroller level.

Keywords

(6)

Lapo Camisan Douglas

INDICE DE CONTENIDOS ... 6

ÍNDICE DE FIGURAS ... 10

INDICE DE TABLAS ... 13

INDICE DE ECUACIONES ... 13

AGRADECIMIENTO ... 22

DEDICATORIA ... 24

GLOSARIO ... 25

CAPÍTULO 1 ... 29

INTRODUCCIÓN, ANTECEDENTES Y JUSTIFICACIÓN ... 29

1.1. INTRODUCCIÓN ... 29

1.5.2. Objetivos específicos ... 32

CAPÍTULO 2 ... 33

MARCO TEÓRICO ... 33

2.1. MOTORES ELÉCTRICOS ... 33

2.1.1. Motores eléctricos de inducción ... 33

2.1.2. Velocidad en los motores de inducción trifásicos ... 36

(7)

7

2.2. ARRANQUE EN MOTORES ELÉCTRICOS DE INDUCCIÓN ... 43

2.3. TIPOS DE ARRANQUE EN MOTORES ELÉCTRICOS DE INDUCCIÓN ... 45

2.4. ARRANQUE PARA MOTORES DE INDUCCIÓN CON LIMITACIÓN DE CORRIENTE Y VOLTAJE MEDIANTE EL CONTROL DEL ÁNGULO DE FASE .. 49

2.5. CONTROL DE VOLTAJE AC TRIFÁSICO POR ÁNGULO DE FASE ... 57

2.6. ARRANQUE PARA MOTORES DE INDUCCIÓN TRIFÁSICOS MEDIANTE EL CONTROL DE LA FRECUENCIA ... 68

2.6.1. Fallas de los IGBTs por cortocircuito en un inversor trifásico ... 71

2.7. MODULACIÓN SPWM EN UN INVERSOR TRIFÁSICO ... 73

2.7.1. Arrancadores para motores de inducción trifásicos en el mercado. ... 79

2.8. SISTEMAS MODULARES DE POTENCIA ELÉCTRICA ... 80

CAPÍTULO 3 ... 82

DISEÑO DEL ARRANCADOR SUAVE MODULAR ... 82

3.1. DISEÑO DE LA ETAPA DE POTENCIA ... 83

3.1.1. Módulo de protección en ac ... 83

3.1.2. Módulo rectificador AC-DC ... 84

3.1.3. Módulo de filtrado ... 86

3.1.4. Módulo resistencia de precarga ... 92

3.1.5. Módulo de protección en el bus de dc... 98

3.1.6. Módulo inversor IGBT ... 99

3.2. DISEÑO DE LA ETAPA DE CONTROL ... 102

3.2.1. Módulo de control SPWM ... 102

3.2.2. Algoritmo de programación ... 104

3.2.3. Módulo opto-acoplador ... 107

3.2.4. Módulo para rutina de arranque ... 111

3.2.5. Control del arrancador suave ... 115

CAPITULO 4 ... 116

CONSTRUCCION DEL ARRANCADOR SUAVE ... 116

4.1. BREAKER DE PROTECCIÓN GENERAL AC ... 116

4.2. MÓDULO RECTIFICADOR ... 117

(8)

8

4.3.1. Fuentes aisladas ... 119

4.3.2. Capacitores... 120

4.3.3. Resistencias de ecualización ... 122

4.4. MODULO IGBT ... 122

4.5. MÓDULO DE CONTROL ... 125

CAPITULO 5 ... 127

PRUEBAS DE FUNCIONAMIENTO DEL ARRANCADOR SUAVE ... 127

5.1 PRUEBA DEL MÓDULO RECTIFICADOR ... 127

5.2 PRUEBAS DE MICROCONTROLADOR ... 128

5.3 PRUEBAS A LA SALIDA DEL DRIVER OPTO ACOPLADOR ... 132

5.4 PRUEBAS A LA SALIDA DE LOS IGBTS CON UNA FUENTE DE 12V DC EN EL BUS DE CONTINUA. ... 133

5.5 PRUEBAS A LA SALIDA DEL IGBT CON CARGA ... 135

CAPITULO 6 ... 136

CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES... 136

CONCLUSIONES ... 136

RECOMENDACIONES ... 138

REFERENCIAS BIBLIOGRAFICAS ... 139

ANEXO 5.1: INFORME DE MANTENIMIENTO CORRECTIVO A LA MAQUINA PICADORA INDUSTRIAL DE FORRAJE DE LA GRANJA DE IRQUIS DE LA UNIVERSIDAD DE CUENCA ... 141

1. ANTECEDENTES ... 143

2. OBJETIVO ... 144

3. MANTENIMIENTO CORRECTIVO ... 144

3.1. MANTENIMIENTO MECÁNICO DE LA MÁQUINA ... 144

3.1.1. Transporte de la maquinas al taller ... 144

3.1.2. Reconstrucción de piezas de maniobra faltantes ... 145

3.1.3. Afilado de cuchillas ... 145

3.1.4. Cambio de ruedas dentadas y piñones de la caja de transmisión ... 146

3.1.5. Cambio de aceite de caja de transmisión ... 146

(9)

4. Mantenimiento Eléctrico ... 149

4.1. Marco referencial ... 150

4.1.1. Aislamiento eléctrico de los bobinados ... 150

4.1.2. Índice de polarización ... 152

4.1.3. Índice de absorción ... 153

4.2. Mantenimiento electromecánico del motor... 153

4.2.1. Barnizado ... 157

4.3. Cambio de cojinetes de las puntas del rotor ... 158

4.4. Armado y pruebas ... 159

4.5. Transporte de la maquina a la Granja de Irquis. ... 160

Recomendaciones ... 161

ANEXO 5.2: DATASHEET ARDUINO DUE ... 162

ANEXO 5.3: DATASHEET ARDUINO MEGA ... 166

ANEXO 5. 4: DATASHEET CAPACITOR DCMX242T450CD2B ... 173

ANEXO 5. 5: DATASHEET MOSFET TLP251... 178

ANEXO 5. 6: DATASHEET CAPACITOR EPCOS... 185

ANEXO 5.7: DATASHEET CAPACITOR 3186GH372T350APA3 ... 192

ANEXO 5.8: DATASHEET IGBT CM100DU-12H ... 194

ANEXO 5.9: DATASHEET IGBT FUENTE S-60-12 ... 199

(10)

(11)

11 Figura 2.19. Gráfica de controlador AC de voltaje triásico Bidireccional en delta

(tiristores dentro del delta) ... 67

Figura 2.20. Diagrama de un IGTB ... 70

Figura 2.21. Cortocircuito directo en módulo trifásico IGBT ... 71

Figura 2.22. Cortocircuito de rama en módulo trifásico IGBT ... 72

Figura 2.23. Cortocircuito a tierra en módulo trifásico IGBT ... 72

Figura 2.24. Portadora y moduladora de SPWM ... 73

Figura 2.25. Modulación SPWM trifásica ... 74

Figura 2.26. Forma de onda SPWM ... 75

Figura 2.27. Efecto de la Sobre modulación. (Ned Mohan, Tore M. Undeland, Williams P. Robbins, 2009) ... 78

CAPÍTULO 3 Figura 3.1. Diagrama de bloques del Arrancador suave ... 82

Figura 3.2. Rectificador trifásico de onda completa no controlado ... 85

Figura 3.3. Forma de onda a la salida de un rectificador trifásico ... 86

Figura 3.4. Banco de condensadores ... 89

Figura 3.5. Circuito con etapa de rectificación y filtrado. (fuente autores) ... 90

Figura 3.6. Corrección de rizado al %96.5 con plena carga. Fuente (autores) .. 91

Figura 3.7. Resistencias de ecualización ... 92

Figura 3.8. Circuito carga de capacitor sin R en serie ... 93

Figura 3.9. Pico de arranque de carga capacitiva ... 94

Figura 3.10. Curva corriente de carga para banco de condensadores de 14750uF sin resistencia en serie ... 95

Figura 3.11. Circuito carga de capacitor con R en serie ... 95

Figura 3.12. Pico de arranque de carga capacitiva atenuado con resistencia en serie ... 96

Figura 3.13. Curva corriente de carga para banco de condensadores de 14750uF con resistencia de precarga en serie ... 96

Figura 3.14. Circuito de carga de capacitores con resistencia -de precarga ... 97

Figura 3.15. Curva corriente de carga para banco de condensadores de 14750uF con resistencia de precarga de 33Ω en serie ... 98

Figura 3.16. Diagrama de módulo IGBT. Fuente (MODULES, 2009) ... 99

Figura 3.17. Módulo IGBT. Fuente (MODULES, 2009) ... 100

Figura 3.18. Curva característica de voltaje compuerta - emisor. (MODULES, 2009) ... 101

Figura 3.19. Curva característica de corriente colector - emisor. (MODULES, 2009) ... 101

Figura 3.20. Algoritmo de programación de SPWM ... 105

(12)

12

Figura 3.22. Simulación SPWM por semi-ciclo de fase ... 107

Figura 3.23. Circuito de fase para IGTB ... 110

Figura 3.24. Circuito de control de IGBTs, con fuentes aisladas ... 110

Figura 3.25. Diagrama funcional del opto-acoplador TLP125. (TOSHIBA, 2017) 111 Figura 3.26. Circuito de carga de los capacitores ... 112

Figura 3.27. Forma de onda en la carga de los capacitores ... 113

Figura 3.28. Circuito rutina de arranque ... 114

Figura 3.29. Circuito de control para la rutina de arranque ... 115

CAPÍTULO 4 Figura 4.1. Breaker de protección AC ... 117

Figura 4.2. Módulo rectificador ... 118

Figura 4.3. Resistencia de precarga ... 118

Figura 4.4. Fuentes aisladas ... 119

Figura 4.5. Capacitores de 3700uF ... 120

Figura 4.6. Capacitor de 2400uF ... 121

Figura 4.7. Capacitor de 6800u. ... 121

Figura 4.8. Resistencias de ecualización ... 122

Figura 4.9. Módulo IGBT CM100DU-12H ... 124

Figura 4.10. Módulo IGBT MG75J2YS40 ... 124

Figura 4.11. Módulo de control para IGBTs ... 125

Figura 4.12. Arrancador suave para motores de inducción Trifásicos ... 126

CAPÍTULO 5 Figura 5.1. Forma de onda a la salida del rectificador ... 127

Figura 5.2. Forma de onda SPWM a la salida del microcontrolador ... 128

Figura 5.3. Tiempos mínimos de conmutación del microcontrolador ... 129

Figura 5.4. Sincronía entre semi-ciclo positivo y semi-ciclo negativo ... 130

Figura 5.5. Tiempo entre inicio de entre semi-ciclo positivo y semi-ciclo negativo ... 130

Figura 5.6. Tiempo entre final de entre semi-ciclo positivo y semi-ciclo negativo ... 131

Figura 5.7. Desfase de -120° eléctricos entre fases 1 y 3 ... 131

Figura 5.8. Desfase de 120° eléctricos entre fases 1 y 2 ... 132

Figura 5.9. Señal de salida SPWM por semi-ciclo a la salida de los opto-acopladores ... 133

Figura 5.10. Señal de salida SPWM en onda completa ... 134

(13)

13 Figura 5.12. Señal de salida SPWM en onda completa ... 135

INDICE DE TABLAS

CAPÍTULO 2

Tabla 2.1. Características de los Motores de Inducción Trifásicos. (Harper, 2000) ... 35 Tabla 2.2. Comparativa entre arranque de motor de inducción trifásico por ángulo de fase y por variación de frecuencia. (EATON, 2011) ... 48 Tabla 2.3. Aplicaciones de encendido de motores eléctricos por arranque suave y por variación de frecuencia. (Rockwell Automation, 2014) ... 80

CAPITULO 3

Tabla 3.1. Características del Arduino Due. (ARDUINO, 2018) ... 103 Tabla 3.2. Vectores puntero indicador de fase ... 106 Tabla 3.3. Vectores de adaptación de señal ... 107

INDICE DE ECUACIONES

CAPÍTULO 2

(14)

14 Ecuación 2.4. Velocidad síncrona de un motor de inducción. (Fink & Wayne, 1995) ... 38 Ecuación 2.5. Velocidad de deslizamiento de la máquina. (Chapman,

Máquinas Eléctricas, 2004)... 39 Ecuación 2.6. Velocidad mecánica del eje del motor. (Chapman, Máquinas Eléctricas, 2004) ... 39 Ecuación 2.7. Impedancia equivalente del motor. (Chapman, Máquinas

Eléctricas, 2004) ... 41 Ecuación 2.8. Corriente en el motor de inducción. (Chapman, Máquinas

Eléctricas, 2004) ... 41 Ecuación 2.9. Par en el motor de inducción. (Chapman, Máquinas Eléctricas, 2004) ... 42 Ecuación 2.10. Angulo de fase en unidad de tiempo. (Rockwell Automation, 2014) ... 53 Ecuación 2.11. Voltaje en la carga de un rectificador con control de ángulo de fase. (Gonzalez, 2009) ... 54 Ecuación 2.12. Corriente en la carga de un rectificador con control de ángulo de fase. (Gonzalez, 2009) ... 54 Ecuación 2.13. Armónicos asociados a la frecuencia fundamental en

modulación SPWM. (Ned Mohan, Tore M. Undeland, Williams P. Robbins, 2009) ... 74 Ecuación 2.14. Frecuencia fundamental en modulación SPWM. (Ned Mohan, Tore M. Undeland, Williams P. Robbins, 2009) ... 75 Ecuación 2.15. Índice de modulación en frecuencia. (Ned Mohan, Tore M. Undeland, Williams P. Robbins, 2009) ... 75 Ecuación 2.16. Función impar ... 76 Ecuación 2.17. Índice de modulación en Amplitud. (Ned Mohan, Tore M.

Undeland, Williams P. Robbins, 2009) ... 77 Ecuación 2.18. Voltaje a la salida del inversor con 𝑀𝑎 menor a 1. (Ned Mohan, Tore M. Undeland, Williams P. Robbins, 2009) ... 77

CAPÍTULO 3

(15)

(16)

(17)

(18)

(19)

(20)

20 Certifico que el trabajo de titulación “Diseño y construcción de un arrancador suave con potencia eléctrica escalable aplicado a motores de inducción trifásicos”, ha sido desarrollado por los estudiantes: Milton Eduardo Ludeña Jimenez con C.I.: 1104018393 y Douglas Luciano Lapo Camisan con C.I.: 11034528090

Cuenca, Agosto de 2018

_______________________________________

ING. MARTIN EDUARDO ORTEGA ORTEGA, Mgs.

DOCENTE DE LA FACULTAD DE INGENIERIA DE LA UNIVERSIDAD DE CUENCA

(21)

21 ESTA TESIS HA SIDO DESARROLLADA EN COORDINACION CON LA UNIDAD

(22)

22

AGRADECIMIENTO

Los recuerdos del ser humano cuando se conjugan con los valores morales los denomino gratitud, mis imperecederas gracias al personal administrativo y académico de la Carrera de Ingeniería Eléctrica de la Universidad de Cuenca, a los Ingenieros Rodrigo Sempertegui y Juan Sanango por guiar este valioso proyecto académico a feliz puerto, al Laboratorio de Máquinas Eléctricas y al Laboratorio de Energía de Balzay quienes facilitaron equipos de medición y demás para el desarrollo de la presente Tesis. Al ingeniero Martin Ortega, como Tutor de Tesis por su valiosa dedicación y aporte de conocimientos en el presente tema.

(23)

23 Mi gratitud a la Universidad de Cuenca y de manera sincera a la Carrera de Ingeniería Eléctrica, a cada uno de los docentes quienes impartieron sus conocimientos y fueron testigos de nuestros triunfos y fracasos durante nuestra vida estudiantil, que gracias a su dedicación y paciencia hoy culminamos una etapa de nuestra vida de formación profesional. Pero, sobre todo, gracias a mi Esposa y a mi hijo, por su paciencia, comprensión y solidaridad con este proyecto, por el tiempo que me han concedido, sin su apoyo este trabajo no sería posible.

(24)

24

DEDICATORIA

Me llevo la mejor de las recompensas, la unión fraternal de mi familia Yadira, Julian y Daniel plasmada en este trabajo, a quienes dedico los frutos presentes y futuros.

(25)

25 En este momento que he culminado mi formación superior, le dedico este trabajo a mi familia que gracias a su sacrificio diario ha hecho que logre la meta que me trace, a mi esposa y mi hijo por su apoyo y fortaleza en todo momento.

Douglas

GLOSARIO

%: Porcentaje

AC: Alternating current, Corriente Alterna

Amp: Amperio

BJT: Bipolar junction transistor, Transistor de unión bipolar

Breaker: Disyuntor

C: Capacitor

DC: Direct currente, Corriente directa

DIAC: Diode for Alternating current, Diodo para corriente alterna

(26)

26

FP: Factor de potencia

GTO: Gate turn-off Thyristor, Tiristor de interrupción por compuerta

H: Campo magnético giratorio

hp: Horse Power, Caballos de Fuerza

I: Corriente

IA: Índice de absorción

IGBT: Insulated Gate Bipolar Transistor, Transistor bipolar de

compuerta aislada

IP: Índice de polarización

KA: Kilo amperes, Kilo amperios

KV: Kilo volt, Kilo voltios

KVA: Kilo volt ampere, Kilo voltamperios

KW: Kilo Watts, Kilo Vatios

M: Índice de modulación por frecuencia

Ma: Índice de modulación por amplitud

mA: Micro amperio

(27)

27

NA: Normalmente Abierto

nC: Nano Coulombs

NC: Normalmente Cerrado

PCB: Printed Circuit Board, Placa de circuito impreso

PLC: Programmable Logic Controller, Controlador Lógico

Programable

PTR: Power transistor, Transistor de potencia

PWM: Pulse width modulation, Modulación por ancho de pulso

R: Resistencia

rmp: Revoluciones por minuto

RMS: Root mean square, Raíz media cuadrática

S: segundos

SCR: Silicon Controlled Rectifier, Rectificador controlado de silicio

Software: Conjunto de programas y rutinas que permiten a la computadora realizar determinadas tareas.

SPWM: Sinusoidal pulse width modulation, Modulación por ancho

de pulso senoidal

(28)

28 TRIAC: Triode for alternating current. Triodo para corriente alterna

uS= Microsegundos

V: Voltaje

VAC: Voltage alternating current, Voltaje de corriente alterna

(29)

29

CAPÍTULO 1

INTRODUCCIÓN, ANTECEDENTES Y JUSTIFICACIÓN

1.1. INTRODUCCIÓN

Con el advenimiento de la electrónica de potencia, los sistemas eléctricos de control y maniobra están percibiendo cambios acelerados, varios de estos cambios radican en los sistemas de control para motores de inducción que por sus altas potencias dificultan la optimización del uso de la energía en los procesos de arranque y marcha.

El desarrollo tecnológico en el área de la potencia eléctrica está influenciado por las técnicas implementadas para el procesamiento digital de señales, que en comunión con la electrónica de potencia brindan beneficios en base a criterios de optimización y buen uso de la energía eléctrica.

El uso de la energía eléctrica desde diferentes fuentes y la posibilidad de modificar la forma de la energía eléctrica, hace que sea posible el desarrollo de los inversores de potencia, los rectificadores de potencia y los convertidores de potencia que son el fundamento de la tecnología eléctrica actual.

(30)

30 permiten ser usados en los sistemas de arranque para motores eléctricos de inducción, con base en la lógica de la teoría electromagnética permiten variar la velocidad de los motores eléctricos manteniendo sus prestaciones de torque.

Los tipos de arranque para motores de inducción basados en el procesamiento digital de señales y en la electrónica de potencia, se denominan arrancadores suaves de motores eléctricos, que se clasifican por su forma de actuar entre el motor y la fuente de energía. Si se varía el voltaje y la corriente entregada por la fuente al motor se denominan por ángulo de fase y si se varía la frecuencia fundamental se denomina variador de frecuencia.

Con la variación de la frecuencia fundamental, se evitan los picos de voltaje y corriente que se presentan con el método por ángulo de fase. Una de las desventajas de variar la frecuencia es la generación de armónicos, que pueden ser atenuados al armonizar el índice de modulación en amplitud y el índice de modulación en frecuencia.

(31)

31 1.2. ANTECEDENTES

Anteceden a la presente tesis, las visitas realizadas a la Granja de Irquis de la Universidad de Cuenca, en las que se observa la necesidad de restaurar la picadora de forraje industrial e implementar un prototipo de arrancador suave para el motor eléctrico que la impulsa. A más, la Granja de Irquis al ser un centro en vías de desarrollo tecnológico con la implementación de energías alternativas, los principios de este tema de tesis pueden ser usados y desarrollados a nivel de inversores para el uso de las energías alternativas que se proyectan generar.

1.3. JUSTIFICACION

Los sistemas de arrancadores suaves en el mercado se caracterizan por ser equipos compactos sin la posibilidad de adaptarlos o modificados en sus partes constitutivas para una reutilización.

Los principios de sistemas modulares permiten la creación de equipos de un alto escalamiento tecnológico con beneficios técnicos y económicos al permitir poner en marcha los equipos con el cambio o modificación de uno o varios de sus módulos sin necesidad de adquirir un equipo completo.

(32)

32 1.4. ALCANCE

El prototipo de arrancador suave para motores de inducción trifásicos, incluye la etapa de diseño, construcción y pruebas, para lo cual se dará mantenimiento correctivo a la picadora de forrajes industrial de la Granja de Irquis perteneciente a la Universidad de Cuenca en la que se efectuaran las pruebas correspondientes.

1.5. OBJETIVOS

1.5.1. Objetivo general

Diseño, construcción e implementación de un arrancador suave de potencia eléctrica escalable para motores trifásicos de inducción.

1.5.2. Objetivos específicos

 Implementación de un prototipo de arrancador suave con

potencia eléctrica escalable propuesto, en un motor de inducción trifásico para la picadora de forrajes en la Granja de Irquis, perteneciente a la Universidad de Cuenca.

 Evaluar la performance y funcionamiento del sistema

propuesto de arrancador suave con potencia eléctrica escalable.

 Rehabilitar y repotenciar la picadora de forrajes de la Granja

(33)

Los Motores eléctricos, son dispositivos capaces de convertir energía eléctrica en energía mecánica por medio de interacciones electromagnéticas que proporcionan potencia mecánica para realizar un trabajo, estas máquinas eléctricas tienen una aplicación más generalizada gracias a su fácil manejo, bajo costo de fabricación y mantenimiento.

La clasificación según la variación de velocidad de los motores eléctricos por la National Electric Manufactures Association (NEMA) de los Estado Unidos es como se muestra en la Figura 2.1.

2.1.1. Motores eléctricos de inducción

(34)

34 están determinadas por la magnitud de los voltajes inducidos en el rotor más las perdidas en el estator. Las máquinas síncronas y de corriente continua o directa CD obtienen la corriente del rotor desde una fuente exterior para producir las fuerzas electromagnéticas internas. (Fink & Wayne, 1995).

Figura 2.1. Clasificación según la variación de velocidad de los motores eléctricos. (Fink & Wayne,

(35)

35 La aplicación de los motores eléctricos de inducción trifásicos, se encuentra generalizada gracias a sus características de manejo versátil, eficiencia, bajo costo de fabricación y corto mantenimiento.

Los motores trifásicos con rotor jaula de artilla y rotor bobinado, pertenecen a la clasificación de los motores de inducción. En la Tabla 2.1. se muestran las características de los motores de inducción trifásicos.

Tabla 2.1. Características de los Motores de Inducción Trifásicos. (Harper, 2000)

Características de Motores de Inducción Trifásicos

Motor rotor jaula de ardilla Motor de rotor bobinado  Velocidad constante para

diferentes cargas.

 Posibilidad de soportar grandes sobrecargas.

 Sencillez de arranque y posible automatización.

 Factor de potencia y rendimiento más altos que en los motores de rotor bobinado.

 Dificultad de regular el número de revoluciones.

 Gran corriente de arranque.  Factor de potencia bajo, cuando

la carga es poca.

 Sensibilidad a las oscilaciones de la tensión

 Gran par de arranque inicial.  Posibilidad de soporta grandes

sobrecargas.

 Velocidad aproximadamente

constante, con cargas diferentes.  Menor corriente de arranque que

el tipo jaula de ardilla.

 Posibilidad de utilizar dispositivos de arranque automáticos.  Sensibilidad a oscilaciones de

tensión.

 Alto factor de potencia y rendimiento menores que en la jaula de ardilla.

 Factor de potencia bajo en caso de cargas pequeñas

(36)

36 intervenir en las escobillas del rotor. Se señala que el número de polos del estator es del mismo número de polos del rotor.

Para solventar las necesidades, en la industria y en el mercado en general, de forma generalizada existen motores trifásicos de inducción tipo jaula de ardilla por las prestaciones y el costo beneficio que se detalla en la Tabla 2.1.

2.1.2. Velocidad en los motores de inducción trifásicos

El campo magnético giratorio H, producto de una diferencia de potencial desde una fuente trifásica aplicada al estator, se puede analizar en función de sus componentes armónicas espaciales, sabiendo que el entrehierro entre el estator y el rotor es uniforme y despreciando los efectos de las aperturas en las ranuras, se analiza el campo resultante en una sola bobina; aplicando la serie de Fourier el H está representado por la Ecuación 2.1.

Ecuación 2. 1. Campo Giratorio del Motor de Inducción. (Fink & Wayne, 1995)

Donde:

𝐻(𝑥) = Campo Giratorio del motor de inducción

(37)

37 se desplazan en 3 veces al ángulo de la separación en las ranuras, las componentes de la quinta armónica se despasan 5 veces el ángulo de la separación en las ranuras y así sucesivamente, de tal forma que las componentes de frecuencia más altas son menos representativas.

La atenuación de las componentes armónicas se produce dependiendo de la forma en que están conectadas las bobinas en el estator.

El campo magnético que se produce en los bobinados de cada fase, varía en forma senoidal en función del tiempo en sincronismo con la fuente de alimentación; en tal virtud para el campo de una fase es posible representarlo como un vector que oscila a través de la Ecuación 2.2.

𝐹 = 𝐼𝑐𝑜𝑠𝑥 coswt

Ecuación 2.2. Vector Oscilante. (Fink & Wayne, 1995)

Donde:

𝐹 = Vector oscilante

𝑓 = Frecuencia

𝑤 = 2𝜋𝑓

t= Tiempo

𝑥= Angulo físico de separación entre las ranuras

(38)

38 El fasor resultante de dos vectores de igual magnitud en direcciones opuestas está representado en la Ecuación 2.3.

𝐼𝑐𝑜𝑠 coswt = 𝐼

2[cos(x − wt) + cos(x + wt)]

Ecuación 2.3. Fasor resultante de dos vectores de igual magnitud constante en direcciones opuestas. (Fink &

Wayne, 1995)

Los elementos del segundo miembro de la Ecuación 2.3, modelan un campo que gira a 180° eléctricos por cada medio ciclo de la frecuencia fundamental de alimentación, por lo tanto, la velocidad síncrona de un motor de inducción está dada por la Ecuación 2.4.

𝑁_𝑠 =120 𝑥 𝑓 𝑃

Ecuación 2.4. Velocidad síncrona de un motor de inducción. (Fink & Wayne, 1995)

Donde:

𝑁_𝑠 = Velocidad (rpm)

𝑃 = Número de polos

𝑓 = Frecuencia

(39)

39 de la máquina definida en la Ecuación 2.5. Si la frecuencia del estator y del rotor son iguales, el motor se bloquea.

𝑛𝑑𝑒𝑠 = 𝑛𝑠𝑖𝑛𝑐 − 𝑛𝑚

Ecuación 2.5. Velocidad de deslizamiento de la máquina. (Chapman, Máquinas Eléctricas, 2004)

Donde:

𝑛𝑑𝑒𝑠 = Velocidad de deslizamiento de la máquina

𝑛𝑠𝑖𝑛𝑐 = Velocidad de los campos magnéticos

𝑛𝑚

=

Velocidad mecánica del eje del motor

La velocidad de rotación mecánica del rotor en el motor esta expresada en la Ecuación 2.6

𝑁_𝑚 =120 𝑥 𝑓

𝑃 (1 − s)

Ecuación 2.6. Velocidad mecánica del eje del motor. (Chapman, Máquinas Eléctricas, 2004)

Donde:

s = Deslizamiento

𝑁_𝑚 = Velocidad (rpm)

𝑃 = Número de polos

(40)

40 En función de lo antes señalado en la Ecuación 2.6, si se requiere variar la velocidad de un motor de inducción trifásico asíncrono, es posible hacerlo desde su parte constructiva con el cambio de: el número de polos, de la frecuencia eléctrica de alimentación o modificando el voltaje aplicado al rotor mediante el deslizamiento.

El control de velocidad por deslizamiento es aplicable en motores de inducción con rotor devanado, el rango para la variación del deslizamiento esta entre los valores escalares 0 y 1. Si el valor de S de la Ecuación 2.6, se acerca a 1 la velocidad mecánica del motor disminuye lo que significa reducir el voltaje en el rotor devanado.

Para un motor en reposo, el deslizamiento es igual a 1 y la frecuencia del rotor es igual a la del estator, en este momento la frecuencia del campo magnético del rotor y estator son iguales, posterior por efecto del campo magnético entre estator y rotor, se produce un par de arranque que procura hacer girar al rotor en la dirección del campo magnético del estator, luego de vencer el estado de reposo el rotor gira a una velocidad que no puede ser igual a la velocidad de sincronismo.

2.1.3. Par en los motores de inducción trifásicos

(41)

41 La corriente de consumo de un motor de inducción se calcula en la Ecuación 2.8. en la que es posible determinarla al dividir el voltaje de entrada entre la impedancia equivalente total.

La impedancia total de un motor de inducción según (Chapman, Máquinas Eléctricas, 2004), tiene una parte real y otra imaginaria procedentes de las perdidas en el cobre del estator, las pérdidas en el núcleo, y las pérdidas en el cobre del rotor. La impedancia total se calcula en la Ecuación 2.7 y el circuito equivalente por fase de un motor se observa en el Figura 2.2.

Figura 2.2. Circuito equivalente por fase de un motor de inducción con pérdidas. (Chapman, Máquinas

Eléctricas, 2004)

𝑍𝑒𝑞 = R1 + jX1 + ₁ 1

𝑅𝑐 +𝑗 𝑋𝑀 +1 _{𝑗𝑋2 +}1 𝑅2 𝑆

Ecuación 2.7. Impedancia equivalente del motor. (Chapman, Máquinas Eléctricas, 2004)

𝐼 =𝑉𝐺1

𝑍𝑒𝑞

Ecuación 2.8. Corriente en el motor de inducción. (Chapman, Máquinas Eléctricas, 2004)

(42)

42 La potencia eléctrica de entrada en el motor menos la sumatoria de las pérdidas en el cobre del estator, en el núcleo y en el cobre del rotor, se convierte en potencia desarrollada del motor.

El par inducido, es el par generador por la conversión de energía eléctrica en mecánica. Matemáticamente el o par desarrollado expresa en la Ecuación 2.9.

𝑇𝑑 =𝑃𝑑

𝜔𝑠

Ecuación 2.9. Par en el motor de inducción. (Chapman, Máquinas Eléctricas, 2004)

Donde:

𝑇𝑑 = Par desarrollado

𝑃𝑑 = Potencia desarrollada

ωs = Velocidad angular del eje de la máquina

El par desarrollado 𝑇𝑑 de la Ecuación 2.9, es inversamente

proporcional a la velocidad angular de la máquina y depende en forma directa de la potencia eléctrica disponible.

El motor de inducción cuando opera en vacío lo hace muy cerca de su velocidad de sincronismo, la corriente en el motor creada por el

campo magnético giratorio 𝐻, es proporcional al voltaje aplicado que es

(43)

43 2.2. ARRANQUE EN MOTORES ELÉCTRICOS DE INDUCCIÓN

En el arranque de un motor de inducción, la corriente es considerable y puede provocar caídas de tensión que afectan al desempeño de las cargas eléctricas del entorno, siendo la intensidad de arranque siempre mucho más alta que la intensidad nominal. Un exceso en el tiempo de arranque produce una elevada temperatura en el motor, lo cual perjudica a sus partes eléctricas y mecánicas.

El esfuerzo térmico en pequeños motores es mayor en el devanado del estator, mientras que en motores grandes es mayor en el devanado del rotor.

Las curvas características de arranque de un motor trifásico asíncrono de muestran en la Figura 2.3.

(44)

44 Donde:

IA = Intensidad o corriente de arranque

IN = Intensidad nominal en el punto de trabajo

MA = Par de arranque

MB = Par de aceleración (MM > ML)

MK = Máximo valor del par

ML = Par de la carga

MM = Par del motor (punto de trabajo)

MN = Par nominal de la carga

n = Velocidad (valor actual)

nN = Velocidad nominal en el punto de trabajo

nS = Velocidad de sincronización

(nS – nN) =Velocidad de deslizamiento

(45)

45 2.3. TIPOS DE ARRANQUE EN MOTORES ELÉCTRICOS DE INDUCCIÓN

Para disminuir las corrientes que se producen en el momento de la puesta en marcha de un motor eléctrico de inducción y procurar obtener el par mecánico deseado para mover la carga, a más de procurar la suavidad de rotación en el arranque, el mantenimiento, el factor de potencia, confiabilidad y eficiencia, según (Fink & Wayne, 1995) se emplea procesos especiales de arranque para motores. Estos procesos son:

 Arranque directo

 Arranque estrella triángulo

 Arranque por resistencias estatóricas

 Arranque por autotransformador de arranque

 Arranque por medios electrónicos

Arranque directo

El sistema de arranque directo, es la forma más sencilla de arrancar un motor, se trata de conectar el estator directamente a la fuente de alimentación eléctrica, en cuyo caso el motor desarrolla durante el arranque el par que señala su característica par–velocidad.

(46)

46 Arranque estrella triangulo

El arranque estrella triángulo, es un método basado en las distintas relaciones de la tensión de línea y fase, siendo una forma de arranque con voltaje reducido en los que se aplica el cincuenta y siete por ciento (57%) del voltaje de los devanados en el primer paso y todo el voltaje en el segundo paso, En consecuencia, este método de arranque es aplicado a motores trifásicos alimentados por una red trifásica.

Regularmente, la puesta en servicio y el cambio de conexión se realiza mediante un conmutador manual rotativo de tres posiciones: paro–estrella–triángulo, o se puede realizar mediante dispositivos automáticos a base de tres contactores y un temporizador que fija el tiempo de cambio de la conexión estrella a la conexión triángulo.

Arranque por resistencias estatóricas

Se conecta el motor a la fuente mediante una resistencia en serie, así se obtiene un voltaje reducido en el motor, conforme la máquina toma velocidad se reduce la corriente de línea o de fase y en consecuencia disminuye la caída de voltaje en el resistor. De esta forma aumenta el voltaje en las terminales del motor y por consiguiente el par entregado por el motor aumenta en forma constante.

Este proceso lo efectúa un dispositivo contador de tiempo que hace la función de contactor principal que pone en corto circuito las resistencias para que salgan de servicio.

(47)

47 Arranque por autotransformador

Consiste en alimentar el motor a tensión reducida a través de un autotransformador, de forma que las sucesivas tensiones en bornes del motor tengan un valor creciente durante el periodo de arranque hasta alcanzar el valor de la tensión nominal de línea, obteniéndose de esta forma una reducción de la corriente de arranque y del par motor en la misma proporción, por lo general los autotransformadores se equipan con tomas para el 55%, 65% y 80% de la tensión para arrancar máquinas de potencia elevada o de fuerte inercia donde es fundamental reducir los picos de corriente en el arranque, las características de este tipo de arranque son: baja corriente de línea, potencia baja de la línea y un bajo factor de potencia.

Arranque electrónico

La electrónica de Potencia tiene efectos sobre el control de la energía eléctrica; con el objeto de adaptar de manera eficiente el uso de la electricidad, para el caso de los motores eléctricos de corriente alterna AC es posible su control por medio de elementos de estado sólido o semiconductores de alta potencia.

(48)

48 Los arrancadores electrónicos o arrancadores estáticos son los que hoy en día más crecen en la industria, ya que con estos podemos regular el voltaje y la frecuencia que se aplica a un motor eléctrico.

Los métodos electrónicos usados para controlar el arranque en motores de inducción son: Control por variación de frecuencia, en el cual se varía la frecuencia base y Control por ángulo de fase, basado en la limitación de corriente y voltaje. La comparación de estos métodos se resume en la Tabla 2.2.

Tabla 2.2. Comparativa entre arranque de motor de inducción trifásico por ángulo de fase y por variación

de frecuencia. (EATON, 2011)

Comparación entre el arranque por ángulo de fase y arranque por variación de frecuencia. Por ángulo de fase. Por variación de frecuencia.

CURVA DE TENSION _{CURVA DE TENSION}

(49)

49

PAR DE ARRANQUE PAR DE ARRANQUE

2.4. ARRANQUE PARA MOTORES DE INDUCCIÓN CON LIMITACIÓN DE CORRIENTE Y VOLTAJE MEDIANTE EL CONTROL DEL ÁNGULO DE FASE

Cuando se requiere controlar la potencia eléctrica que fluye desde la fuente de voltaje AC variando el voltaje promedio root mean square, raíz media cuadrática RMS se denomina control de voltaje AC.

Para este cometido se usan sistemas controlados por método electrónicos en base a semiconductores.

Para la selección de los semiconductores, según (Honorat, 1995), depende de un factor económico y técnico que es preponderante en el diseño. La evolución de la tecnología electrónica permite obtener componentes con mejores prestaciones como: mayores voltajes de operación, mayores corrientes de control y más altas frecuencias de oscilación.

Los requerimientos técnicos en cuanto a semiconductores son:

 Mantener un voltaje lo más elevado posible

 Controlar una corriente lo más elevada posible

(50)

50

 Facilidad de montaje y conexión

 Rapidez y sin desgaste

 Menor costo

Otro factor a tener en cuenta en la parte técnica es el mecanismo de conmutación de acuerdo a la potencia a manejar, en la Figura 2.4. Se muestran los semiconductores de acuerdo a su capacidad de voltaje y frecuencia de conmutación.

Las diferencias entre los tiristores y los transistores de potencia de describen a continuación:

En cuanto a las posibilidades de corriente, los tiristores pueden admitir sobre corrientes transitorias muy superiores a la corriente de conducción, puesto que la limitación de corriente en el tiristor se determina por la temperatura de unión que no debe sobrepasar los 125° centígrados, lo cual no sucede con el transistor de potencia que se mantiene en conducción cuando se activa la compuerta, este semiconductor no puede soportar sobrecargas de corriente superiores a la corriente nominal de trabajo. La caída de voltaje en el tiristor en estado de conducción es baja. En los tiristores la densidad de corriente no es proporcional a la superficie de silicio, pero el transistor requiere de una gran superficie de silicio cuando maneja altas corrientes.

(51)

51

Figura 2.4. Clasificación de los semiconductores por su corriente y frecuencia de operación. (Gonzalez, 2009)

El rectificador controlado de silicio SCR o triac, es un tiristor bidireccional, compuesto por tres electrodos, uno de compuerta y dos de conducción, este semiconductor puede conmutar del estado de conducción a bloqueo y viceversa por medio del control aplicado en la compuerta, por inversión de polaridad o por atenuación del nivel de tensión de la señal aplicada a la compuerta en el caso de bloqueo.

(52)

52

Figura 2.5. Controlador AC de voltaje bidireccional monofásico

Las características de los semiconductores poseen limitaciones de trabajo en cuanto al voltaje y corriente; de igual forma los transitorios de voltaje son uno de los factores que atañen al correcto funcionamiento de los semiconductores, por tanto, se implementa una red RC; hay que tener presente que esta red puede entregar falsos valores de encendido a un tiristor. A esta red se la conoce con el nombre de Red Snubber cuyo objetivo principal es absorber los transitorios eléctricos de los reactivos. En las Figuras 2.6 a la 2.9, se observa el efecto de la Red Snubber. Esta red compuesta por una resistencia R y un capacitor C en serie, se ubica la red en paralelo a las terminales del tiristor, estos componentes con una carga inductiva L conforman un circuito RLC.

El criterio de selección para R y C se basa en la conmutación del

voltaje con respecto al tiempo 𝑑𝑣

𝑑𝑡 cuando se activa y desactiva el tiristor,

este circuito recibe un impulso de la tensión de línea que depende del tipo de carga o de su factor de potencia FP. El valor de C se aumenta

(53)

53

para reducir la conmutación de 𝑑𝑣

𝑑𝑡 y R se aumenta para atenuar la

resonancia y obtener una mejor amortiguación.

El factor 𝑑𝑣

𝑑𝑡 en el tiristor indica la capacidad de este para

mantenerse en estado bloqueado bajo influencias de tensiones transitorias.

De esta forma, el control de transferencia de la potencia de corriente alterna AC, desde la fuente hacia la carga puede ser efectuado por la cantidad de energía entregada a la carga en función del tiempo, es decir por ángulo de fase tanto en el semi-ciclo positivo como en el semi-ciclo negativo.

El cálculo del ángulo de fase en tiempo se efectúa en la Ecuación 2.10.

𝑡𝑟1 = (𝑃)( 𝑎

360)

𝑡𝑟2 = (𝑃)( 𝑎+120

360 )

Ecuación 2.10. Angulo de fase en unidad de tiempo. (Rockwell Automation, 2014)

Donde:

𝑃 = Periodo de 16.67 ms

𝑎 = Angulo de retraso, semi-siclo positivo de 0°-180° eléctricos; semi

siclo negativo de 180°-360° eléctricos

(54)

54

𝑡𝑟2= Tiempo en segundos de retraso en semi-siclo negativo

Por lo tanto, el voltaje aplicado a la carga está determinado por la Ecuación 2.11.

Ecuación 2.11. Voltaje en la carga de un rectificador con control de ángulo de fase. (Gonzalez, 2009)

Y la corriente aplicada a la carga está determinada por la Ecuación 2.12.

𝐼_{𝑎(𝑟𝑚𝑠)} = √𝐼𝑄1(𝑎) 2+ 𝐼𝑄2(𝑎)2 = √2𝐼𝑄1 = √2𝐼𝑄1

Ecuación 2.12. Corriente en la carga de un rectificador con control de ángulo de fase. (Gonzalez,

2009)

(55)

55

Figura 2.6. Controlador CA de voltaje bidireccional monofásico en un motor de inducción sin Red Snubber

Figura 2.7. Formas de onda al aplicar un Controlador AC de voltaje bidireccional monofásico en un motor

de inducción sin Red Snubber

(56)

56

Figura 2.8. Controlador AC de voltaje bidireccional monofásico en un motor de inducción con red

Snubber

Figura 2.9. Formas de onda al aplicar un Controlador AC de voltaje bidireccional monofásico en un motor

de inducción con red Snubber

(57)

57 2.5. CONTROL DE VOLTAJE AC TRIFÁSICO POR ÁNGULO DE FASE

Las cargas trifásicas mantienen un suministro de energía constante en todo momento a diferencia de los sistemas monofásicos la cual no es permanente. El control del flujo de potencia en una red trifásica es posible controlar con elementos semiconductores, en base a las siguientes configuraciones:

 Controlador de voltaje AC trifásico unidireccional en Y

 Controlador de voltaje AC trifásico bidireccional en Y

 Controlador de voltaje AC trifásico unidireccional en delta

 Controlador de voltaje AC trifásico Bidireccional en delta

(tiristores dentro del delta)

Cuando funcionan dos o tres tiristores a la vez con un único pulso en las compuertas se genera inconvenientes ya que los tiempos de conmutación no son exactamente iguales en tiristores diferentes.

El ángulo disponible para el fase en el sistema trifásico con cargas resistivas es de 30 a 180 grados.

(58)

58 Control de voltaje trifásico unidireccional en Y.

Figura 2.10. Controlador AC de voltaje unidireccional trifásico en un motor de inducción

(59)

59

Figura 2.11. Gráficas de controlador AC de voltaje unidireccional trifásico

T

Time (s)

0.00 10.00m 20.00m 30.00m 40.00m

(60)

60 Control de voltaje trifásico bidireccional en Y.

(61)

61

Figura 2.13. Gráficas de controlador AC de voltaje triásico bidireccional en Y

T

Time (s)

0.00 10.00m 20.00m 30.00m 40.00m

(62)

62 Controlador de voltaje trifásico unidireccional en delta.

Figura 2.14. Controlador AC de voltaje triásico unidireccional en delta)

(63)

63

Figura 2.15. Gráficas de controlador AC de voltaje triásico unidireccional en delta

T

Time (s)

0.00 10.00m 20.00m 30.00m 40.00m

(64)

64 Controlador de voltaje trifásico bidireccional en delta

(65)

65

Figura 2.17. Gráficas Controlador AC de voltaje triásico Bidireccional en delta

T

Time (s)

0.00 15.00m 30.00m 45.00m 60.00m 75.00m 90.00m

(66)

66 Controlador de voltaje trifásico bidireccional en delta (tiristores dentro del delta)

Figura 2.18. Controlador AC de voltaje triásico Bidireccional en delta (tiristores dentro del delta)

(67)

67

Figura 2.19. Gráfica de controlador AC de voltaje triásico Bidireccional en delta (tiristores dentro del delta)

T

Time (s)

0.00 10.00m 20.00m 30.00m 40.00m

(68)

2.6. ARRANQUE PARA MOTORES DE INDUCCIÓN TRIFÁSICOS MEDIANTE EL CONTROL DE LA FRECUENCIA

En referencia a la Ecuación 2.6. Cuando se cambia la frecuencia de línea que se aplica al estator en un motor de inducción, se afecta de forma directa a la velocidad de rotación de los campos magnéticos. Se hace hincapié, que con los valores nominales de voltaje y frecuencia un motor de inducción mantiene en su velocidad base.

Los cambios en la frecuencia de alimentación, es una solución óptima para el arranque de motores eléctricos de inducción, evitando los picos de corriente en el suministro de la red eléctrica con sus problemas subsecuentes y los esfuerzos mecánicos en el motor, a más de los posibles daños a los equipos conectados al motor. El arranque por variación de frecuencia, es el más recomendado para grandes motores eléctricos y el manejo de cargas críticas. Este tipo de arranque mantiene

la relación voltaje frecuencia 𝑉

𝑓 entre valores máximo y mínimos de

trabajo, esto para evitar la saturación magnética en el núcleo del motor.

La composición del hardware para este tipo de sistemas de arranque consta de:

 Etapa de rectificación (AC-DC) mediante diodos o tiristores

(fuente conmutada)

 Etapa de filtrado compuesta por condensadores que también

actúa en la potencia reactiva necesaria para el funcionamiento del motor

 Etapa de control, diseñada para manejo de los transistores

(69)

69 modulación por ancho de pulso senoidal SPWM o modulación por vector espacial SVM

 La etapa de potencia del inversor, constituida por IGBTs y driver

de control

El diagrama del IGBT se muestra en la Figura 2.20. Es un dispositivo de tres terminales con control externo, su composición posee las ventajas de un transistor de unión bipolar BJT con su baja resistencia de conducción y de un transistor de efecto de campo MOSFET, fabricado en base a la tecnología Metal Oxide Semiconductor (MOS) que consiste en la superposición de capas de diversos materiales en una superficie de silicio, se puede entender al MOSFET como una resistencia variable controlada por voltaje.

La baja impedancia de entrada del IGBT, posibilita su control sin la entrega de alta corriente con altas velocidades de conmutación, el control de este dispositivo realizado por voltaje posee una cualidad en la construcción entre colector y emisor que lo faculta el trabajar sin Red Snubber.

Los IGBTs pueden ser conectados en paralelo debido a su coeficiente de temperatura positivo, puesto que al producirse una sobrecarga aumentan su resistencia de conducción. Para la polarización

del IGBTs se usa la tensión entre puerta y emisor 𝑉𝐺𝐸, que debe ser superior

(70)

UNIVERSIDAD DE CUENCA

70

Figura 2.20. Diagrama de un IGTB

Los IGBT, actúan en dos estados definidos, un estado de corte (no conduce) y un estado de saturación (conduce), para que conduzca el

voltaje de colector emisor 𝑉𝐶𝐸𝑠𝑎𝑡 debe ser superior al umbral de su

característica, este voltaje se encuentra relacionado con el voltaje 𝑉_𝐺𝐸 y

con la corriente de polarización.

Los procesos de conmutación del IGBT dan lugar a la creación de una capacitancia entre: compuerta - emisor, emisor - colector, colector – compuerta, esta capacitancia debe ser descargada entre los procesos de conducción y no conducción.

El IGBT en operación de cortocircuito, está limitado por la corriente

máxima de conducción que a su vez se relaciona con el 𝑉𝐺𝐸. Un factor

importante a tener presente es la capacidad de disipación del IGBT. El rendimiento de los IGBTs se mejorar con el uso de disipadores adicionales.

El los IGBTs con cargas Inductivas al momento de pasar de un

estado de conducción a corte, el voltaje entre 𝑉_𝐺𝐸 debe mantenerse lo

más elevado posible para eliminar la corriente entre Emisor y Colector, por lo cual es importante que la resistencia de compuerta sea la adecuada.

Emisor Colector

(71)

71 2.6.1. Fallas de los IGBTs por cortocircuito en un inversor trifásico

Se pueden determinar tres posibles casos de fallas por sobre corriente en los IGBTs:

 Corto circuito directo: Produce una sobre corriente desde y

hacia los capacitores en el Bus de DC como se muestra en la Figura 2.21.

 Corto circuito de rama: Produce una sobre corriente desde y

hacia los capacitores en el Bus de DC, referirse a Figura 2.22.

 Cortocircuito a tierra: La corriente fluye desde la fuente AC por

el BUS de DC a través de los IGBT en conducción a tierra Figura 2.23.

(72)

72

Figura 2.22. Cortocircuito de rama en módulo trifásico IGBT

(73)

73 2.7. MODULACIÓN SPWM EN UN INVERSOR TRIFÁSICO

La forma de onda a la salida de un inversor debe ser similar a una onda senoidal, para ello se establece la modulación por ancho de pulso senoidal SPWM, en la cual el ancho de pulso de un semi-ciclo a la salida del inversor debe conmutar en función de un semi-ciclo de la onda senoidal.

En la Figura 2.26, se observa una modulación SPWM, Los puntos de intersección de las ondas portadora o triangular y moduladora o senoidal indican los flancos de subida y bajada del pulso SPWM, estas ondas pulsantes contienen la información de amplitud y frecuencia de la onda moduladora. Figura 2.24.

Figura 2.24. Portadora y moduladora de SPWM

(74)

74 flancos de subida y bajada para obtener la SPWM trifásica, como se muestra en la Figura 2.25.

La señal SPWM obtenida a la salida del inversor con este tipo de modulación no es exactamente una sinusoidal pura, esta conlleva armónicos asociados. La señal a la salida del inversor viene dada por la Ecuación 2.13.

𝑓(𝑡) =𝑎0

2 + ∑∞𝑛=1(𝑎𝑛 𝑐𝑜𝑠 𝑛𝑤0𝑡+𝑏𝑛𝑠𝑖𝑛 𝑛𝑤0𝑡 )

Ecuación 2.13. Armónicos asociados a la frecuencia fundamental en modulación SPWM. (Ned Mohan, Tore

M. Undeland, Williams P. Robbins, 2009)

(75)

75

Figura 2.26. Forma de onda SPWM

La frecuencia fundamental de la onda SPWM está dada por la Ecuación 2.14, que correspondiente a la señal de la portadora.

𝑓(𝑡) =𝑤0 2𝜋

Ecuación 2.14. Frecuencia fundamental en modulación SPWM. (Ned Mohan, Tore M. Undeland,

Williams P. Robbins, 2009)

El índice de modulación de frecuencia M está dado por la Ecuación 2.15.

𝑀 = 𝐹𝑟𝑒𝑐𝑢𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑝𝑜𝑟𝑡𝑎𝑑𝑜𝑟𝑎

𝐹𝑟𝑒𝑐𝑢𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑚𝑜𝑑𝑢𝑙𝑎𝑑𝑜𝑟𝑎

Ecuación 2.15. Índice de modulación en frecuencia. (Ned Mohan, Tore M. Undeland, Williams P. Robbins,

(76)

76 El índice de modulación debe ser un número entero impar cuando este es menor de 21, esto resulta lógico al analizar la simetría impar de una función como lo explica (Ned Mohan, Tore M. Undeland, Williams P. Robbins, 2009) en la Ecuación 2.16, donde las señales con simetría impar no se pueden eliminar en los dos lados con respecto al eje Y con una sola señal, lo que si sucede con las señales de simetría par, por lo cual sólo los armónicos impares se encuentran presentes.

𝑓(−𝑡) = −𝑓(𝑡)

Ecuación 2.16. Función impar

El SPWM síncrono, significa que la frecuencia de la señal portadora y moduladora se deben sincronizar, este sistema requiere que el índice de modulación sea un valor entero, cuando el SPWM es asíncrono, este genera sub-armónicos de la frecuencia fundamental.

Para valores del índice de modulación por frecuencia mayores a 21, se presentan problemas con presencia de sub-armónicos, aunque posean una amplitud reducida pueden ocasionar grandes corrientes con cargas inductivas.

Las frecuencias armónicas que se ubican como múltiplos de la frecuencia fundamental, dependen del número de armónico y del tipo de conmutación usada bien sea unipolar o bipolar. La conmutación unipolar consiste en conmutar de nivel alto a cero o de nivel bajo a cero y la conmutación bipolar conmuta con valores entre los niveles alto y bajo.

(77)

77

𝑀𝑎 = 𝐴𝑚𝑝𝑙𝑖𝑡𝑢𝑑 𝑑𝑒 𝑝𝑜𝑟𝑡𝑎𝑑𝑜𝑟𝑎

𝐴𝑚𝑝𝑙𝑖𝑡𝑢𝑑 𝑑𝑒 𝑚𝑜𝑑𝑢𝑙𝑎𝑑𝑜𝑟𝑎

Ecuación 2.17. Índice de modulación en Amplitud. (Ned Mohan, Tore M. Undeland, Williams P. Robbins,

2009)

Por lo tanto, si el índice de modulación en amplitud 𝑀𝑎 es menor a

1, la amplitud de la frecuencia fundamental del voltaje a la salida del

inversor es proporcional a 𝑀𝑎 y el inversor funciona de forma lineal, como

se muestra en la Ecuación 2.18.

𝑉1 = (𝑀𝑎)(𝑉𝑐𝑐)

Ecuación 2.18. Voltaje a la salida del inversor con 𝑀𝑎

menor a 1. (Ned Mohan, Tore M. Undeland, Williams P. Robbins, 2009)

De esta forma el índice de modulación en amplitud 𝑀𝑎 controla la

amplitud de la señal de salida en el inversor.

Si 𝑀𝑎 es mayor a 1 existe una sobre-modulación y se genera

armónicos de baja frecuencia. Cuando 𝑀𝑎 excede a 1, la amplitud a la

salida del inversor no aumenta de forma lineal o proporcional a 𝑀𝑎, según

(Ned Mohan, Tore M. Undeland, Williams P. Robbins, 2009), lo establece

en la Figura 2.28. Con un gran valor de 𝑀𝑎 el valor máximo a obtener es

(78)

78

Figura 2.27. Efecto de la Sobre modulación. (Ned Mohan, Tore M. Undeland, Williams P. Robbins, 2009)

La frecuencia a la salida del inversor se ajusta mediante la variación de la frecuencia de la señal moduladora (onda senoidal), y el ajuste del voltaje a la salida del inversor se efectúa con la variación de frecuencia de la onda portadora (onda triangular). La señal portadora posee una mayor frecuencia que la señal moduladora, de esa forma se obtiene una señal digital de valor eficaz similar a la señal senoidal deseada cuya duración de un pulso de salida es proporcional al índice de modulación

en frecuencia M, por lo tanto el pulso dura 𝑇𝑝 en función del índice de

modulación sobre frecuencia 𝑀

𝑓 . Puesto que la amplitud del voltaje

fundamental es una función lineal de M, significa que 𝑉

𝑓 es constante. El

(79)

79 El sistema de Modulación digital SPWM es ideal para el control de motores de gran capacidad reduciendo las perdidas por calentamiento, las pérdidas que se encuentran por la conmutación son muy bajas ya que en estado de no conducción no hay corriente y en estado de conducción la caída de voltaje entre sus terminales es casi nula.

El ciclo de trabajo de la señal periódica corresponde al tiempo en estado ON en relación con el periodo de la señal.

Se recomienda que la frecuencia de la onda portadora sea un múltiplo entero impar de la frecuencia fundamental, esto con el objeto de evitar la presencia de componentes sub-armónicas cercanas a la frecuencia fundamental.

En el inversor trifásico, la presente modulación mantiene en estado de conducción a tres de seis dispositivos. Una desventaja de SPWM es que la amplitud de voltaje a la frecuencia fundamental, no es tan alta, precisamente por los cortes o pulsos que se generan.

2.7.1. Arrancadores para motores de inducción trifásicos en el mercado.

(80)

80

Tabla 2.3. Aplicaciones de encendido de motores eléctricos por arranque suave y por variación de

frecuencia. (Rockwell Automation, 2014)

Aplicación Arrancador suave Variador de _frecuencia

Voltaje y corriente reducidos

durante el arranque Si Si

Posee capacidades de velocidad

lenta Con limitaciones Si

Aplicable con conexión en

estrella-triángulo Si No

Necesita la aplicación tiempos de

arranque y paro precisos Con limitaciones Si

Tamaño del controlador Menor Mayor

Costo inicial Menor Mayor

Par pleno a velocidad menor No Si

Mantenimiento Menor Mayor

Considerando las características del motor y teniendo presente las aplicaciones de los arrancadores, es posible tomar una decisión del equipo para nuestro arranque controlado.

2.8. SISTEMAS MODULARES DE POTENCIA ELÉCTRICA

La modularidad en términos eléctricos es una técnica establecida para organizar y simplificar un sistema desde los más elementales hasta los más complejos aumentando la confiabilidad. En tal virtud un sistema modular ante una falla puede seguir operando con los módulos que funcionan correctamente o ser remplazados en un menor tiempo con un menor costo económico, al no remplazar todo el equipo. (Rasmussen, 2005).

(81)

81 de la topología, configuración y tipo de semiconductor utilizado. (Martinez, 2014).

Las técnicas de modulación y control en sistemas de potencia eléctrica tienen como base fundamental a los dispositivos microcontroladores electrónicos. En los equipos eléctricos y electrónicos con un escalamiento tecnológico considerable el algoritmo de control o software determina los tipos y características de los sistemas modulares a usar.

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CAPÍTULO 3

DISEÑO DEL ARRANCADOR SUAVE MODULAR

El proceso de diseño del arrancador suave trifásico propuesto se muestra en el diagrama de bloques de la Figura 3.1. En el diseño se consideran las etapas de potencia y de control en base a sistemas modulares. La etapa de potencia y control se encuentran aisladas eléctricamente.

CONTROL RUTINA DE ARRANQUE Y SPWM

AC

GENERADOR DE ONDAS SPWM 3F

FACE A FACE B FACE C