Convertidor de potencia back to back para un complejo de simulación de vuelo

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(1)Facultad de Ingeniería Eléctrica Departamento de Electroenergética. TESIS EN OPCIÓN AL TÍTULO DE INGENIERO ELECTRICISTA. Convertidor de potencia back to back para un complejo de simulación de vuelo. Autor: José Carlos García Rojas. Tutor: MSc. Lesyani León Viltre. Santa Clara 2014 Año 56 de la Revolución.

(2) Facultad de Ingeniería Eléctrica Departamento de Electroenergética. TESIS EN OPCIÓN AL TÍTULO DE INGENIERO ELECTRICISTA. Convertidor de potencia back to back para un complejo de simulación de vuelo Autor: José Carlos García Rojas Email: jgrojas@uclv.edu.cu. Tutor: MSc. Lesyani León Viltre Profesor Auxiliar Dpto. Electroenergética Email: lesyani@uclv.edu.cu. Consultante: MSc. Rodolfo Arias García Santa Clara 2014 Año 56 de la Revolución.

(3) Hago constar que el presente trabajo de diploma fue realizado en la Universidad Central “Marta Abreu” de Las Villas como parte de la culminación de estudios de la especialidad de Ingeniería Eléctrica, autorizando a que el mismo sea utilizado por la Institución, para los fines que estime conveniente, tanto de forma parcial como total y que además no podrá ser presentado en eventos, ni publicados sin autorización de la Universidad.. Firma del Autor Los abajo firmantes certificamos que el presente trabajo ha sido realizado según acuerdo de la dirección de nuestro centro y el mismo cumple con los requisitos que debe tener un trabajo de esta envergadura referido a la temática señalada.. Firma del Autor. Firma del Jefe de Departamento donde se defiende el trabajo. Firma del Responsable de Información Científico-Técnica.

(4) PENSAMIENTO.

(5) La sabiduría suprema es tener sueños bastante grandes para no perderlos de vista mientras se persiguen. William Faulkner.

(6) DEDICATORIA.

(7) A mi familia..

(8) AGRADECIMIENTOS.

(9) Agradezco primeramente a t o d a m i f a m i l i a por haber sido un gran apoyo todo este tiempo. A todos mis amigos Alejandro, Dayán, Reinier y Frank. A Maricel y a Deivis por su ayuda incondicional. A todos mis compañeros de aula. A mi primo y consultante de esta tesis Rodolfito por haber contribuido a la elaboración de este trabajo. A Rosa mi vecina por ser la metodóloga principal de esta investigación. A mi tutora Lesyani León Viltre A todos los que pusieron su granito de arena para la realización de este trabajo y a todos los que de una forma u otra han dejado su huella en mi vida… MUCHAS GRACIAS..

(10) TAREA TÉCNICA.

(11) Tesis en opción al título de Ingeniero Electricista. Título a desarrollar por el diplomante: Convertidor de potencia back to back para un complejo de simulación de vuelo. 1. Revisión y análisis de los principales aspectos teóricos relacionados con los dispositivos semiconductores de potencia, así como de los rectificadores e inversores. 2. Diseñar una topología de convertidor back to back para cumplir las prestaciones de la carga que representa el simulador de vuelo. 3. Comprobar, mediante simulación, el comportamiento del convertido diseñado.. Firma del Autor. Firma del Tutor.

(12) RESUMEN.

(13) RESUMEN En la Brigada DAAFAR se emplea un simulador de vuelo para el entrenamiento y evaluación de los pilotos radicados en esa gran unidad de las FAR. El equipamiento disponible para esta aplicación es de 50 Hz de frecuencia, mientras que la red disponible en nuestro país es de 60 Hz. Teniendo esto en cuenta para cumplir con los requerimientos de la carga, la instalación cuenta con un convertidor estático de frecuencia formado por un rectificador semicontrolado y un inversor, pero en la actualidad no posee soluciones técnicas a sus problemas de funcionamiento. Debido a las razones antes señaladas se desarrolla este trabajo que aborda la teoría y aspectos fundamentales acerca del diseño de un convertidor back to back para su empleo en la alimentación del complejo de simulación de vuelo antes mencionado. Se exponen las características y el principio de operación de los componentes del convertidor y se propone una topología para su diseño, basada en un rectificador no controlado y un inversor con modulación de ancho de pulso. Utilizando el MATLAB Simulink se realiza la simulación del convertidor back to back diseñado, para de esta forma comprobar sus prestaciones..

(14) ÍNDICE.

(15) ÍNDICE INTRODUCCIÓN ........................................................................................................... 1 CAPÍTULO I: FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DE POTENCIA ...................................................................................................................... 5 1.1. Dispositivos semiconductores de potencia ..................................................... 5. 1.1.1. 1.1.1.1. Diodos de uso general ..................................................................... 6. 1.1.1.2. Diodos de recuperación rápida ....................................................... 7. 1.1.1.3. Diodos Schottky ................................................................................ 7. 1.1.2. 1.2. Diodos de potencia....................................................................................... 5. Transistores de potencia ............................................................................. 8. 1.1.2.1. Transistor de unión bipolar .............................................................. 8. 1.1.2.2. Transistores MOSFET ..................................................................... 9. 1.1.2.3. Transistores de inducción estática ............................................... 10. 1.1.2.4. Transistores IGBT ........................................................................... 11. Rectificadores trifásicos no controlados ........................................................ 12. 1.2.1. Rectificador trifásico en estrella ............................................................... 12. 1.2.2. Rectificador trifásico puente ..................................................................... 14. 1.3. Inversores trifásicos .......................................................................................... 15. 1.3.1. 1.3.1.1. Conducción a 180° ......................................................................... 17. 1.3.1.2. Conducción a 120° ......................................................................... 18. 1.3.2 1.4. Inversor trifásico de fuente de tensión .................................................... 16. Inversor de fuente de corriente ................................................................ 18. Regulación de voltaje en los inversores ........................................................ 19. 1.4.1. Regulación mediante PWM ...................................................................... 20. 1.4.1.1. Modulación de un solo ancho de pulso ....................................... 20. 1.4.1.2. Modulación de varios anchos de pulso ....................................... 21.

(16) 1.5. 1.4.1.3. Modulación senoidal del ancho de pulso .................................... 22. 1.4.1.4. Modulación senoidal modificada de ancho de pulso ................ 23. Conclusiones parciales ..................................................................................... 24. CAPÍTULO II: DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK ......................... 26 2.1. Propuesta del convertidor estático con enlace DC ...................................... 26. 2.1.1 2.2. Convertidor del lado de la línea....................................................................... 28. 2.2.1 2.3. Metodología para el diseño del convertidor ........................................... 27. Selección de los dispositivos .................................................................... 29. Convertidor del lado de la carga ..................................................................... 30. 2.3.1. Módulo de potencia .................................................................................... 30. 2.4. Transformador de acoplamiento ..................................................................... 31. 2.5. Sistema de control ............................................................................................. 32. 2.5.1. 2.5.1.1. Controlador ...................................................................................... 33. 2.5.1.2. PLL .................................................................................................... 35. 2.5.2 2.6. Generador PWM ......................................................................................... 35. Capacitor del enlace DC................................................................................... 37. 2.6.1 2.7. Regulador de voltaje .................................................................................. 33. Problemas asociados a la reducción del capacitor del enlace ........... 40. Filtros ................................................................................................................... 40. 2.7.1. Filtro de red ................................................................................................. 41. 2.7.2. Filtro de la carga ......................................................................................... 42. 2.8. Descripción de la carga .................................................................................... 43. 2.9. Conclusiones parciales ..................................................................................... 43. CAPÍTULO III: RESULTADOS DE LA SIMULACIÓN ........................................... 45 3.1. Software de simulación..................................................................................... 45. 3.2. Análisis en estado estable ............................................................................... 45.

(17) 3.2.1. Red de suministro....................................................................................... 46. 3.2.2. Enlace DC .................................................................................................... 48. 3.2.3. Sistema de control ...................................................................................... 50. 3.2.4. Señales de salida ....................................................................................... 51. 3.3. Análisis en estado transitorio ........................................................................... 53. 3.3.1. Sistema de control ...................................................................................... 53. 3.3.2. Señales de salida ....................................................................................... 54. 3.4. Conclusiones parciales ..................................................................................... 55. CONCLUSIONES ........................................................................................................ 57 REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS.......................................................................... 61.

(18) INTRODUCCIÓN.

(19) INTRODUCCIÓN. 1. INTRODUCCIÓN. Las áreas de aplicación de los convertidores de potencia se expanden en la actualidad debido al desarrollo que tienen los semiconductores de potencia en cuanto a los rangos de voltaje y corriente nominal que soportan, así como a sus características eléctricas. Por otro lado las principales ventajas de los convertidores modernos de potencia, tales como, alta eficiencia, bajas pérdidas, pequeñas dimensiones, operación rápida y alta densidad de potencia aumentan con un control eficiente de la activación y desactivación de los dispositivos semiconductores de potencia y con el uso de técnicas avanzadas de modulación de ancho de pulso(PWM). En los convertidores modernos, la alta velocidad del procesamiento de PWM, dependiendo de la potencia nominal, va desde unos pocos kilohertzios (control de motores), hasta varios megahertzios (convertidores resonantes para fuentes de potencia). [1] La primera técnica PWM, llamada método suboscilación, para el control de convertidores estáticos fue propuesta por Schonung y Stemmler en 1964 [2]. Sin embargo, por el desarrollo de los microprocesadores, la técnica de modulación vectorial propuesta por Pfaff, Weschta y Wick en 1982 [3] y desarrollada después por Broeck y otros investigadores [4] comienza a ser una técnica básica para el procesamiento de potencia de los convertidores PWM, aunque existen otras técnicas más simples. Dentro de las distintas configuraciones de los convertidores de potencia, el más empleado, dada sus ventajas constructivas y operativas, es el denominado convertidor back to back a frecuencia de línea, el cual incorpora las distintas etapas de rectificación, inversión y filtrado en un solo equipo. El término back to.

(20) INTRODUCCIÓN. 2. back hace referencia a la posición antiparalela de ambas etapas, donde el único posible enlace es un condensador denominado DC-link. Las propiedades de este convertidor son bien conocidas en el sector de la electrónica de potencia, ya que es fundamental para inyectar energía eléctrica a la carga con las componentes eléctricas (tensión, frecuencia y fase) deseadas [5]. Otra posibilidad que presenta esta configuración es cuando la carga a alimentar es un motor, pues la energía recuperada por la inercia del motor puede ser realimentada a la red eléctrica, para esta aplicación el convertidor que se conecta a la entrada de la red eléctrica debe ser un convertidor de dos cuadrantes con circulación de corriente DC reversible, esto hace que pueda funcionar como un rectificador cuando el motor actúa como tal y como inversor durante el frenado. [6] A partir de la incompatibilidad de las características de suministro del equipamiento eléctrico de origen ruso existente en nuestro país, actualmente en la Brigada DAAFAR del Ejército Central, para la conexión al sistema de suministro trifásico de 220V y 60Hz de un complejo de simulación de vuelo, utilizado para el entrenamiento de los pilotos que requiere 380V y 50Hz, se usa un convertidor estático de frecuencia compuesto por un rectificador semicontrolado a la entrada y un inversor del lado de la carga, que de presentar dificultades en su operación ,no posee soluciones técnicas en estos momentos, lo que dificulta su óptimo funcionamiento. A partir de la situación problémica anteriormente planteada se establece como problema científico: la no existencia de soluciones técnicas para el óptimo funcionamiento del convertidor estático de frecuencia, que garanticen en todo momento la operación del complejo de simulación de vuelo desde la red de suministro de potencia. Para dar solución al problema científico se plantea el siguiente objetivo general: diseñar un convertidor back to back para garantizar la operación del complejo de simulación de vuelo. Como objetivos específicos:.

(21) INTRODUCCIÓN. 3. 1. Revisar y analizar los principales aspectos teóricos relacionados con los dispositivos semiconductores de potencia, así como de los rectificadores e inversores. 2. Diseñar una topología de convertidor back to back para cumplir las prestaciones de la carga, representada por el simulador de vuelo. 3. Comprobar, mediante simulación, el comportamiento del convertidor diseñado. Organización del informe Consta de tres secciones fundamentales: la introducción, el cuerpo del trabajo y las conclusiones. La sección introductoria abarca la tarea técnica, el resumen y la introducción del trabajo. El cuerpo del trabajo se dividió en tres capítulos que dan respuesta a los objetivos específicos. El capítulo uno aborda los aspectos teóricos generales acerca de los componentes fundamentales del convertidor back to back. En el capítulo dos se describen las características del convertidor back to back propuesto y el funcionamiento de cada uno de los modelos implementados para su diseño. El capítulo tres contiene el análisis de los resultados arrojados a partir de la simulación en el MATLAB del convertidor back to back ante el modelo de carga implementado. La sección conclusiva contiene las conclusiones, recomendaciones, y las referencias bibliográficas..

(22) CAPÍTULO I: FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DE POTENCIA.

(23) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 5. CAPÍTULO I: FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DE POTENCIA. Este. capítulo. contiene. los. aspectos. teóricos. fundamentales. de. los. convertidores trifásicos de potencia con función rectificadora e inversora. Primeramente se aborda el contenido referente a la clasificación, estructura y funcionamiento de los distintos dispositivos semiconductores de potencia empleados en estos convertidores. Se describe además de forma precisa el principio de funcionamiento de los rectificadores no controlados y de los inversores autónomos, ambos de topología trifásica. Por último se hace un breve esbozo de las principales técnicas de modulación de ancho de pulso utilizadas para el control del voltaje de salida en los inversores. 1.1. Dispositivos semiconductores de potencia. El surgimiento del primer tiristor de rectificador controlado de silicio (SCR) y los adelantos posteriores en el desarrollo de diversos dispositivos semiconductores de potencia, como diodos y transistores, permitieron el uso generalizado de los dispositivos semiconductores en numerosas aplicaciones industriales, como partes fundamentales de los diversos convertidores de potencia. 1.1.1 Diodos de potencia Los diodos semiconductores de potencia juegan un papel significativo en los circuitos electrónicos de potencia. Un diodo funciona como un interruptor, a fin de llevar a cabo varias funciones, entre las que se encuentran: interruptores en los rectificadores, de marcha libre en los reguladores conmutados, inversión de carga de capacitores y transferencia de energía entre componentes,.

(24) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 6. aislamiento de voltaje, retroalimentación de la energía de la carga a la fuente y recuperación de la energía atrapada. [7, 8] En la mayor parte de las aplicaciones, se puede afirmar que los diodos de potencia son interruptores ideales, pero los diodos prácticos o reales difieren de las características ideales y tienen ciertas limitaciones. Los diodos de potencia son similares a los diodos de señal de unión p-n; sin embargo, los diodos de potencia tienen mayores capacidades en el manejo de la energía, el voltaje y la corriente, que los diodos de señal ordinarios. La respuesta a la frecuencia (o velocidad de conmutación) es baja en comparación con los diodos de señal. [9] Idealmente, un diodo no debería tener tiempo de recuperación inversa, sin embargo, el costo de fabricación de un diodo semejante aumentaría. En muchas aplicaciones no son de importancia los efectos del tiempo de recuperación inversa, y se pueden utilizar diodos poco costosos. Dependiendo de las características de recuperación y de las técnicas de fabricación, los diodos de potencia se pueden clasificar en tres categorías. Las características y las limitaciones prácticas de cada uno de estos tipos restringen sus aplicaciones. [6, 7, 10] . Diodos estándar o de uso general.. . Diodos de recuperación rápida.. . Diodos Schottky.. 1.1.1.1. Diodos de uso general. Los diodos de rectificación de uso general tienen un tiempo de recuperación inversa relativamente alto, y se utilizan en aplicaciones de baja velocidad, en las que el tiempo de recuperación no es crítico, por ejemplo, en rectificadores de diodos y convertidores para una baja frecuencia de entrada, y en convertidores conmutados en línea. Estos diodos cubren especificaciones de corriente desde menos de uno hasta varios miles de amperios, con especificaciones de voltaje desde 50 V hasta alrededor de 5 kV. Estos diodos generalmente se fabrican por difusión, sin embargo, los rectificadores de tipo de aleación usados en las fuentes de alimentación para máquinas de soldadura son muy económicos y duraderos, cuyas especificaciones de corriente y voltaje pueden llegar a altos valores. [6, 7].

(25) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 1.1.1.2. 7. Diodos de recuperación rápida. Los diodos de recuperación rápida tienen un tiempo de recuperación bajo, se utilizan en circuitos convertidores DC-DC y DC-AC, en los que la velocidad de recuperación es a menudo de importancia crítica. Estos diodos cubren especificaciones de corriente, desde menos de uno hasta cientos de amperios, con especificaciones de voltaje desde 50 V hasta aproximadamente 3 kV. [7] Para especificaciones de voltaje por encima de 400 V, los diodos de recuperación rápida, por lo general se fabrican por difusión y el tiempo de recuperación es controlado por difusión de oro o platino. Para especificaciones de voltaje por debajo de 400 V, los diodos epitaxiales proporcionan velocidades de conmutación mayores que las de los diodos de difusión. Los diodos epitaxiales tienen la base más angosta, lo que permite un rápido tiempo de recuperación. [9, 10] 1.1.1.3. Diodos Schottky. En un diodo Schottky se puede eliminar (o minimizar) el problema de almacenamiento de carga de una unión p-n. Esto se lleva a cabo estableciendo una “barrera de potencial" con un contacto entre un metal y un semiconductor. Sobre una capa delgada epitaxial de silicio de tipo n se deposita una capa de metal. La barrera de potencial simula el comportamiento de una unión p-n. La acción rectificadora sólo depende de los portadores mayoritarios, y como resultado no existen portadores minoritarios en exceso para recombinar; el efecto de recuperación se debe únicamente a la autocapacitancia de la unión semiconductora. [11] La carga recuperada de un diodo Schottky es mucho menor que la de un diodo equivalente de unión p-n, dado que se debe sólo a la capacitancia de la unión y básicamente es independiente de la di/dt inversa. Un diodo Schottky tiene una salida de voltaje directa relativamente baja. [11] La corriente de fuga de un diodo Schottky es mayor que la de un diodo de unión p-n. Un diodo de este tipo con un voltaje de conducción relativamente bajo tiene una corriente de fuga relativamente alta, y viceversa. Como resultado, su voltaje máximo permisible está por lo general limitado. Las especificaciones de corriente de los diodos Schottky varían desde uno hasta cientos de amperios, por lo que son ideales para las fuentes de alimentación de.

(26) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 8. alta corriente y de bajo voltaje en corriente directa, sin embargo, también se utilizan en fuentes de alimentación de baja corriente para una eficiencia mayor. [7] 1.1.2 Transistores de potencia Los transistores de potencia tienen características controladas de activación y desactivación. Los transistores que se utilizan como elementos conmutadores, operan en la región de saturación, lo que da como resultado una caída de voltaje baja en estado activo. La velocidad de conmutación de los transistores modernos es mucho mayor que la de los tiristores, por lo que se utilizan en forma amplia en convertidores de AC-DC y de DC-AC, sin embargo, las especificaciones de voltaje y de corriente son menores que las de los tiristores, por lo que los transistores se utilizan, por lo general, en aplicaciones de baja a media potencia. Los transistores de potencia se pueden clasificar de manera general en cuatro categorías [6, 9, 10]: . Transistores de unión bipolar (BJT).. . Transistores semiconductores de metal óxido de efecto de campo (MOSFET). . Transistores de inducción estática (SIT).. . Transistores bipolares de compuerta aislada (IGBT).. A fin de explicar las técnicas de conversión de potencia, los BJT o MOSFET, SIT o IGBT se pueden tratar como interruptores ideales, sin embargo en los circuitos de convertidores no es obvia la elección entre un BJT y un MOSFET, ya que cualquiera de ellos puede reemplazar a un tiristor, siempre que su especificación de voltaje y de corriente cumpla con los requisitos de salida del convertidor. Los transistores tienen ciertas limitaciones estando restringidos a algunas aplicaciones. Las características y especificaciones de cada uno de estos tipos deben examinarse para determinar su adecuación a una aplicación en particular. 1.1.2.1. Transistor de unión bipolar. Un transistor bipolar se forma añadiendo una segunda región p o n a un diodo de unión p-n. Con dos regiones n y una región p se forman dos uniones,.

(27) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 9. conociéndose estos como un transistor NPN o PNP con dos regiones p y una región n. Las tres terminales se llaman colector, emisor y base. Un transistor bipolar tiene dos uniones, la unión colector base (CBJ) y la unión base emisor (BEJ). [6, 7, 9, 11] A pesar de que hay tres configuraciones posibles, colector común, base común y emisor común, la configuración de emisor común es la que generalmente se utiliza en aplicaciones de conmutación. En un transistor bipolar existen tres regiones de operación: de corte, activa y de saturación. En la región de corte, el transistor está desactivado o la corriente de base no es suficiente para activarlo teniendo ambas uniones polarización inversa. En la región activa el transistor actúa como un amplificador, donde la corriente del colector queda amplificada mediante una ganancia y el voltaje colector-emisor disminuye con la corriente de la base. La unión colector-base tiene polarización inversa, y la base-emisor polarización directa. En la región de saturación, la corriente de base es lo suficientemente alta para que el voltaje colector-emisor sea bajo, y el transistor actúa como interruptor, ambas uniones (CBJ y BEJ) tienen polarización directa. [9, 12] En resumen un BJT es un dispositivo controlado por corriente, que requiere de corriente de base para controlar el flujo de corriente del colector. Dado que la corriente del colector depende de la corriente de entrada (o de la base), la ganancia de corriente es altamente dependiente de la temperatura de la unión. 1.1.2.2. Transistores MOSFET. Un MOSFET de potencia es un dispositivo controlado por voltaje, que requiere sólo de una pequeña corriente de entrada. La velocidad de conmutación es muy alta siendo los tiempos de conmutación del orden de los nanosegundos. Los MOSFET de potencia están encontrando cada vez más aplicaciones en los convertidores de alta frecuencia y baja potencia. Los mismos no tienen los problemas de los fenómenos de ruptura secundaria que tienen los BJT, sin embargo, los MOSFET tienen problemas de descargas electrostáticas, por lo que su manejo requiere de cuidados especiales; además es relativamente difícil protegerlos bajo condiciones de falla por corto circuito. [11, 13].

(28) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 10. Los MOSFET son de dos tipos: (1) los MOSFET de agotamiento y (2) los MOSFET de enriquecimiento. Un MOSFET tipo agotamiento de canal n se forma en un substrato de silicio de tipo p, con dos silicios n fuertemente dopados para tener conexiones de baja resistencia. La compuerta está aislada del canal mediante una delgada capa de óxido. Las tres terminales se conocen como compuerta, drenaje y fuente. Normalmente, el substrato se conecta a la fuente. [14] Para los MOSFET tipo agotamiento, el voltaje de compuerta (o de entrada) puede ser positivo o negativo. Los MOSFET tipo enriquecimiento sólo responden a voltajes positivos de compuerta y los MOSFET de potencia son generalmente del tipo enriquecimiento. Sin embargo, los MOSFET tipo agotamiento pueden ser ventajosos y simplificar el diseño lógico en algunas aplicaciones que requieren de cierto tipo de interruptor de AC o DC. [7] 1.1.2.3. Transistores de inducción estática. Un SIT es un dispositivo de alta potencia y alta frecuencia; es esencialmente una versión en estado sólido de un tubo triodo al vacío. Se trata de un dispositivo de estructura vertical con multicanales cortos, por ello, no está sujeto a limitaciones de área, siendo adecuado para operaciones de alta potencia y en alta velocidad. Los electrodos de la compuerta están enterrados dentro de las capas n-epsi del drenaje y de la fuente. Un SIT es idéntico a un JFET, excepto por la construcción vertical y la compuerta enterrada, lo que origina una resistencia más baja de canal y por lo tanto, una caída más pequeña. Un SIT tiene una longitud corta de canal, una baja resistencia en serie de compuerta, una baja capacitancia compuerta-fuente y una resistencia térmica pequeña; tiene bajo ruido, baja distorsión y alta capacidad de potencia en audio frecuencia. Los tiempos de activación y desactivación son muy pequeños. [15, 16] El SIT es un dispositivo normalmente activo, en el cual la caída de voltaje en ese estado es típicamente alta, y se desactiva por un voltaje negativo en la compuerta. La característica de normalmente activo y la de alta caída en ese estado limita sus aplicaciones en conversiones de potencia en general. La especificación de corriente de los SIT puede llegar a altos valores y su.

(29) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 11. velocidad de conmutación puede ser tan alta como 100kHz; es muy adecuado para aplicaciones de alta potencia y alta frecuencia (ejemplo: amplificadores de audio, de DHF/UHF y de microondas). [7] 1.1.2.4. Transistores IGBT. Para aplicaciones en que se requiere controlar grandes cantidades de potencia entregada a una carga el IGBT es el dispositivo idóneo, ya que requiere tensiones de compuerta relativamente bajas y puede conmutar a frecuencias elevadas. Este dispositivo es un componente híbrido entre dos transistores de potencia: el BJT y el MOSFET; del BJT toma las características de pérdidas por conducción muy bajas en estado de encendido y voltajes de bloqueo grandes, mientras que del MOSFET toma las características de conmutación rápida y una alta impedancia de entrada. No presentan ningún problema de ruptura secundaria como los BJT y son inherentemente más rápidos que estos, sin embargo la velocidad de conmutación de los IGBT es inferior a la de los MOSFET. [17] La sección transversal de silicio de un IGBT es idéntica a la de un MOSFET, excepto en el substrato p. Sin embargo, el rendimiento o comportamiento de un IGBT es más cercano al de un BJT que al de un MOSFET. Un IGBT está fabricado con cuatro capas alternadas PNPN y se puede enganchar como un tiristor. Es un dispositivo controlado por voltaje similar a un MOSFET de potencia y tiene menores pérdidas de conmutación y de conducción, en tanto comparte muchas de las características atractivas de los MOSFET de potencia, como la facilidad de excitación de compuerta, la corriente pico, la capacidad y la resistencia. [6, 8] Las tres terminales son compuerta, colector y emisor. El IGBT tiene dos estados de funcionamiento estables que son el de saturación y el de corte. Para mantenerlo en conducción se mantiene la tensión compuerta-emisor por encima de la tensión umbral. En conducción, se comporta como un transistor bipolar con una tensión de saturación, es decir, tensión de saturación colector a emisor. El valor de esta tensión es función del voltaje compuerta-emisor, la corriente de colector y la temperatura. Por otra parte se encuentra en corte cuando, una vez terminado el proceso de apagado, la tensión compuerta-.

(30) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 12. emisor se mantiene por debajo de la tensión de umbral. La máxima tensión que soporta un IGBT se denomina tensión de ruptura colector-emisor. La transición entre estos dos estados se realiza durante las conmutaciones de encendido y apagado, las que se verán fuertemente influenciadas por estas capacidades y por la resistencia de compuerta. [18] La especificación de corriente de un solo IGBT puede llegar hasta los cientos de amperios y la frecuencia de conmutación hasta 20 kHz. Los IGBT están encontrando cada vez más uso en las aplicaciones de potencia media como son los propulsores para motores de DC y AC, fuentes de alimentación, relevadores de estado sólido y los contactores. [7] 1.2. Rectificadores trifásicos no controlados. Los rectificadores monofásicos a diodos requieren transformadores de altas potencias para obtener una potencia de salida dada, por consiguiente, estos rectificadores se hallan disponibles sólo para las aplicaciones de baja y mediana potencia. Para potencias de salida superiores a 15 kW los rectificadores a diodos de tres fases o polifásicos son los más utilizados. Existen dos tipos de rectificadores a diodos de tres fases que convierten un suministro AC trifásico en un voltaje DC, nombrados rectificador en estrella y rectificador en puente [9]. En la tabla 1.1, las operaciones de estos rectificadores son examinadas y sus funciones son analizadas y comparadas, se considera que los diodos son ideales, o sea tienen cero caídas de voltaje en polarización directa y cero corrientes inversas, además, se presume que la carga es meramente resistiva, algo semejante a que el voltaje en la carga y la corriente de carga tienen similares formas de onda. 1.2.1 Rectificador trifásico en estrella El circuito básico del rectificador trifásico en estrella es mostrado en la figura 1.1. Este circuito puede ser considerado como tres rectificadores monofásicos de media onda conectados entre sí, es por eso que en algunas ocasiones es denominado como rectificador trifásico de media onda..

(31) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 13. Figura 1.1 Rectificador trifásico en estrella.. Figura 1.2 Formas de onda de voltaje y corriente del rectificador trifásico en estrella. El diodo en una fase particular conduce durante el período, donde el voltaje en esa fase es más alto que en las otras dos fases. Las formas de onda de voltaje de cada fase y la carga son mostradas en la figura 1.2. Es evidente que a diferencia del circuito del rectificador monofásico, el ángulo de conducción de cada diodo es 2π/3, en lugar de π. [8] Las formas de onda de los voltajes de salida indican que estas contienen armónicas. En la práctica es común utilizar un filtro para reducir el nivel de.

(32) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 14. armónicas en la carga; el tamaño del filtro se reduce con el aumento de la frecuencia de las armónicas; además de la mayor salida de potencia de los rectificadores multifase, también aumenta la frecuencia fundamental de las armónicas. [7] Tabla 1.1 Parámetros de diseño para circuitos de rectificadores trifásicos con carga resistiva. [9] Parámetros. Rectificador. Rectificador. trifásico. trifásico. Estrella. puente. Voltaje inverso pico. 2.092Vdc. 1.05Vdc. Corriente promedio del diodo. 0.333Idc. 0.333Idc. Corriente rms del diodo. 0.587Idc. 0.579Idc. Radio de rectificación. 0.968. 0.998. Factor de forma. 1.0165. 1.0009. Factor de rizado. 0.182. 0.042. 1.2.2 Rectificador trifásico puente Los rectificadores trifásicos en puente son comúnmente usados para las aplicaciones de alta potencia, porque tienen el factor de utilización transformador más alto posible para un sistema de tres fases. El circuito de un rectificador en puente de tres fases es mostrado en la figura 1.3. Los diodos están enumerados en el orden de secuencias de conducción y el ángulo de conducción de cada diodo es 2π/3. [8] La secuencia de conducción para los diodos es 12, 23, 34, 45, 56, y 61. El par de diodos conectados entre el par de líneas de alimentación que tengan la diferencia de potencial instantáneo más alto de línea a línea serán los que conduzcan [9]. Las formas de onda de voltaje y corriente del rectificador en puente de tres fases son mostradas en la figura 1.4..

(33) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 15. Figura 1.3 Rectificador trifásico puente.. Figura 1.4 Formas de onda de voltaje y corriente de un rectificador trifásico puente. 1.3. Inversores trifásicos. Los convertidores de DC a AC se conocen como inversores. La función de un inversor es cambiar un voltaje de entrada en DC a un voltaje simétrico de salida en AC, con la magnitud y frecuencia deseadas. Tanto el voltaje de salida como la frecuencia pueden ser fijos o variables..

(34) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 16. En los inversores reales, las formas de onda del voltaje de salida no son senoidales y contienen ciertas armónicas. Para aplicaciones de mediana y baja potencia, se pueden aceptar los voltajes de onda cuadrada o casi cuadrada; para aplicaciones de alta potencia, son necesarias las formas de onda senoidales de baja distorsión. Dada la disponibilidad de los dispositivos semiconductores de potencia de alta velocidad, es posible minimizar o reducir significativamente el contenido armónico del voltaje de salida mediante las técnicas de conmutación. [12] El principio de operación que rige un inversor puede clasificarlo así: . De fuente de tensión (VSI).. . De fuente de corriente (CSI).. Las aplicaciones destinadas al principio de operación en fuente de tensión se reservan para aplicaciones en baja y mediana potencia y tienen que ver con cargas cuya regulación de voltaje debe ser óptima y donde se debe garantizar el nivel de tensión exacto requerido; mientras que la segunda, se usan en sistemas de alta potencia y va dirigida a las cargas donde la corriente debe ser mantenida dentro de ciertos límites; este caso se presenta generalmente en las máquinas rotativas como los motores de inducción. [19] 1.3.1 Inversor trifásico de fuente de tensión Los VSI monofásicos cubren aplicaciones de potencia de gama baja y los VSI de tres fases cubren las aplicaciones desde media hasta alta potencia. El propósito principal de estas topologías es proveer una fuente de voltaje trifásica, donde la amplitud, fase y frecuencia de los voltajes siempre puedan ser controlables. La topología VSI estándar de tres fases es mostrada en la figura 1.5. De la misma forma que en los VSI monofásicos, los interruptores de cualquier posición del inversor (1 y 4, 3 y 6, o 5 y 2) no pueden ser conectados simultáneamente, porque esto daría como resultado un corto circuito a través del suministro de voltaje del enlace de DC. De modo semejante, para evitar los estados indefinidos en el VSI y de esa manera voltajes de línea a la salida indefinidos, los interruptores de cualquier posición del inversor no pueden ser.

(35) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 17. desconectados simultáneamente, de lo contrario esto resultará en voltajes que dependerán de la polaridad de la corriente de línea respectiva. [9, 12]. Figura 1.5 Inversor trifásico de fuente de voltaje en puente. Para generar una forma de onda dada de voltaje, el inversor debe maniobrar los interruptores de un estado a otro, por lo que los voltajes de línea resultantes consisten en valores discretos de voltajes que son 𝑣𝑖 , 0, y −𝑣𝑖 para la topología mostrada en la figura 1.5. La selección de los estados para generar la forma de onda deseada, se realiza mediante las técnicas de modulación de ancho de pulso las cuales aseguran el uso de los estados válidos. [6] 1.3.1.1. Conducción a 180°. Cada transistor conducirá durante 180°. Tres transistores se mantienen activos durante cada instante del tiempo. En cada ciclo existen seis modos de operación, cuya duración es de 60°. Los transistores se enumeran según su secuencia de excitación (por ejemplo 123, 234, 345, 456, 561, 612 (figura 1.5)). Las señales de excitación están desplazadas 60° unas de otras para obtener voltajes trifásicos balanceados a partir del armónico fundamental. [7, 11] La carga puede conectarse en estrella o en delta. En el caso de una carga conectada en delta, las componentes de fase se obtienen directamente de los voltajes línea a línea; una vez que se conocen las corrientes de fase, pueden determinarse las corrientes de línea. En caso de una carga conectada en estrella, los voltajes de línea a neutro deben determinarse a fin de encontrar las corrientes de línea o de fase. [7].

(36) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 1.3.1.2. 18. Conducción a 120°. En este tipo de control, cada transistor conduce durante 120° y en cualquier instante de tiempo, sólo conducen dos transistores. La secuencia de conducción de los transistores es 61, 12, 23, 34, 45, 56, 61(figura1.5) y existen tres modos de operación en un medio ciclo. [7, 11] 1.3.2 Inversor de fuente de corriente En este tipo de inversores la alimentación consiste en una fuente de corriente, de. forma. tal. que. la. corriente. de. salida. se. mantiene. constante. independientemente de la carga, siendo la tensión de la salida la que se vea forzada a cambiar. El inversor de fuente de corriente (figura 1.6) genera una forma de onda de corriente alterna compuesta de valores discretos (elevado di/dt); por consiguiente, la carga debería ser capacitiva a las frecuencias de los armónicos con el propósito de producir una forma de onda de voltaje lo más alisada posible. Por otra parte una carga inductiva en un CSI generará picos en la onda de voltaje; si este es el caso, un filtro capacitivo debe ser colocado entre la salida del CSI y la carga.. Figura 1.6 Inversor trifásico de fuente de corriente. Con el objetivo de garantizar una señal apropiada de compuerta a los dispositivos de potencia de un CSI trifásico, dos restricciones principales siempre deben ser cumplidas: (1) el lado de AC es ante todo capacitivo, de ese modo, no debe ser cortocircuitado, lo que implica que a lo sumo uno de los interruptores superiores (1, 3, ó 5) y uno de los interruptores inferiores (4, 6, ó 2), en la figura 1.6 deberán estar cerrados en cualquier momento y (2) el bus.

(37) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 19. de DC es del tipo de fuente de corriente y por lo tanto no puede ser abierto; por consiguiente, deben haber al menos un interruptor superior (1, 3, ó 5) y un interruptor inferior (4, 6, ó 2) cerrado en todo momento. Ambas restricciones pueden estar resumidas manifestando que en cualquier momento, sólo un interruptor superior y un interruptor inferior deben estar cerrados. [9] Para generar un conjunto dado de formas de onda de corrientes alternas, el inversor debe moverse de un estado a otro y así las corrientes resultantes de la línea, consisten en valores discretos de corriente que van desde 𝑖𝑖 a 0 y hasta −𝑖𝑖 . La selección de los estados, con el fin de generar las formas de onda, es efectuada mediante una técnica de modulación que debe asegurar el uso de los estados válidos únicamente. [6] Aunque los CSI monofásicos puedan de la misma manera que las topologías de CSI trifásicos, desarrollarse bajo principios similares, sólo las aplicaciones de tres fases han demostrado ser de utilidad práctica. 1.4. Regulación de voltaje en los inversores. Una exigencia de los inversores prácticos es la posibilidad de mantener constante el valor eficaz de la tensión de salida frente a las variaciones de la tensión de entrada y de la corriente de la carga, o incluso poder variar la tensión de salida entre unos márgenes más o menos amplios. Las soluciones existentes para este último problema se pueden agrupar en tres procedimientos [1]: . Control de la tensión continúa de entrada: El control de la tensión de la fuente que alimenta al inversor, proporcionará una forma directa de controlar el valor eficaz de la salida. Este tipo de inversor se denomina "variable dc-link inverter".. . Regulación interna en el propio inversor: La tensión de la fuente de entrada es constante y la modulación de ancho de pulso (PWM) en la secuencia de conducción de los transistores, proporciona una cierta regulación de la tensión eficaz de salida y una reducción del contenido armónico, con ciertas restricciones dependiendo del tipo de modulación..

(38) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA . 20. Regulación en la tensión de salida: Consiste en disponer de un autotransformador en la salida del inversor, controlado mecánicamente o electrónicamente mediante tiristores. Esta solución incorpora un retraso en la respuesta del sistema y un aumento del volumen si se necesita una tensión de salida elevada.. 1.4.1 Regulación mediante PWM En muchas aplicaciones industriales, a menudo es necesario controlar el voltaje de salida de los inversores y existen varias técnicas para modificar la ganancia del inversor. El método más eficiente de controlar la ganancia (y el voltaje de salida) es incorporar en los inversores el control de PWM. Las técnicas comúnmente utilizadas son [7]: . Modulación de un solo ancho de pulso.. . Modulación de varios anchos de pulso.. . Modulación senoidal del ancho de pulso.. . Modulación senoidal modificada del ancho de pulso.. La elección de una técnica de modulación u otra depende de los factores que caracterizan la aplicación, como son entre otros [20]: . Nivel de potencia a controlar.. . Dispositivos semiconductores empleados.. . Requisitos de la carga.. . Características de la forma de onda de salida (distorsión, amplitud, frecuencia,...).. 1.4.1.1. Modulación de un solo ancho de pulso. En el control por modulación de un solo ancho de pulso, existe un solo pulso por cada medio ciclo; el ancho del pulso se hace variar, a fin de controlar el voltaje de salida del inversor. Las señales de excitación se generan comparando una señal rectangular de referencia, con una onda portadora triangular (figura 1.7). La frecuencia de la señal de referencia determina la frecuencia fundamental del voltaje de salida. Si se varía la amplitud de la onda de referencia desde cero hasta hacerla.

(39) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 21. coincidir con la amplitud de la portadora, el ancho de pulso, puede modificarse desde 0 hasta 180°. La relación entre las amplitudes de ambas ondas constituye la variable de control y se define como el índice de modulación de la amplitud, o simplemente índice de modulación. [7]. Figura 1.7 Modulación de un solo ancho de pulso. Esta. modulación. tiene. como. principal. ventaja. la. sencillez. en. su. implementación, pero como contrapartida, no se adapta bien a la respuesta dinámica en cargas no lineales y posee elevadas pérdidas por conmutación, que se producen cuando se requiere una distorsión armónica total (THD) de bajo valor, debido a que el número de conmutaciones debe ser elevado. [21] 1.4.1.2. Modulación de varios anchos de pulso. Utilizando varios pulsos en cada medio ciclo de voltaje de salida puede reducirse el contenido armónico. La generación de señales de excitación para activar o desactivar los dispositivos aparecen en la figura 1.8, mediante la comparación de una señal de referencia con una señal de onda portadora triangular. La frecuencia de la señal de referencia establece la frecuencia de salida, y la frecuencia de la portadora determina el número de pulsos por cada ciclo y el índice de modulación controla el voltaje de salida. Este tipo de modulación también se conoce como modulación uniforme de ancho de pulso (UPWM). [7].

(40) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 22. Figura 1.8 Modulación de varios anchos de pulso. 1.4.1.3. Modulación senoidal del ancho de pulso. La modulación sinusoidal por ancho de pulsos (SPWM) consiste en generar pulsos de ancho proporcional a la amplitud de una señal de referencia o moduladora. Esta última consiste en una señal sinusoidal típica que es comparada con una señal portadora cuya forma es triangular como se muestra en la figura 1.9. Los puntos de intersección demarcan los momentos en los que ocurren los flancos de subida y de bajada de los pulsos de anchura variable; esta señal pulsante contiene implícitamente toda la información sobre la onda moduladora (amplitud y frecuencia) y el fin es poder transmitir estas características hacia el lado de potencia donde se encuentra la carga, reproduciendo los pulsos con la acción de los dispositivos de disparo forzado y la fuente de voltaje DC que alimenta el puente inversor. [20] En vez de mantener igual el ancho de todos los pulsos, como es el caso de la modulación múltiple, el ancho de cada pulso varía en proporción con la amplitud de una onda senoidal evaluada en el centro del mismo pulso. El factor de distorsión y las armónicas de menor orden se reducen en forma significativa. La frecuencia de la señal de referencia, determina la frecuencia de salida del inversor, y su amplitud pico controla el índice de modulación y en consecuencia el voltaje rms de salida. El número de pulsos por medio ciclo depende de la frecuencia portadora. [7].

(41) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 23. Figura 1.9 Modulación senoidal de ancho de pulso. La señal obtenida a la salida del inversor como consecuencia de la aplicación de este tipo de pulsos de control no corresponde explícitamente a una señal sinusoidal, sino que viene con una serie de armónicos superiores asociados a dicho proceso. [1] 1.4.1.4. Modulación senoidal modificada de ancho de pulso. Figura 1.10 Modulación senoidal modificada de ancho de pulso. Los anchos de los pulsos más cercanos al pico de la onda senoidal no cambian en forma significativa con la variación del índice de modulación. Esto se debe a las características de una onda senoidal; la técnica SPWM se puede modificar.

(42) FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LOS CONVERTIDORES DEPOTENCIA. 24. de tal manera que la onda portadora se aplique durante el primero y el último intervalo de 60° de cada medio ciclo (es decir de cero a 60° y de 120 a 180°) como se observa en la figura 1.10. Este tipo de modulación se conoce como MSPWM y la componente fundamental se incrementa y las características armónicas mejoran. Esto reduce el número de conmutaciones de los dispositivos de potencia y las pérdidas por conmutación. [7] 1.5. Conclusiones parciales. El desarrollo de la tecnología de los dispositivos semiconductores de potencia no controlados como los diodos y los que poseen características controladas de activación y desactivación como los transistores, amplía la aplicación de estos dispositivos en los convertidores eléctricos de potencia, entre ellos rectificadores e inversores. Estos dos tipos de convertidores de potencia son ampliamente usados debido a su capacidad de procesamiento y control. En el caso de los inversores, la incorporación del control de modulación del ancho de pulso en cualquiera de las técnicas antes expuestas, constituye el método más eficiente para controlar el voltaje de la salida, ampliando así su aplicación..

(43) CAPÍTULO II: DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK.

(44) DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK. 26. CAPÍTULO II: DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK. En este capítulo se realiza una descripción detallada de todos los modelos implementados para el diseño y simulación de un convertidor de dos etapas que permita alimentar una carga que requiere modificar el voltaje y la frecuencia a 380V y 50Hz a partir de una fuente de suministro de 220V y 60 ciclos. 2.1 Propuesta del convertidor estático con enlace DC El convertidor propuesto consiste en un rectificador no controlado y un inversor con PWM conectados mediante un enlace DC común, como se aprecia en la figura 2.1. Las características de esta combinación consisten en que el convertidor del lado de la línea no puede ser accionado para controlar su salida; el voltaje del enlace DC debe ser superior al voltaje pico de salida del inversor y finalmente el inversor puede ser controlado para regular los parámetros de la señal de salida.. Figura 2.1 Convertidor con enlace DC propuesto..

(45) DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK. 27. Una propiedad muy importante que este tipo de convertidor ofrece, es un control rápido y eficaz del flujo de potencia, ya que un flujo uniforme permite al condensador DC-link operar a tensión constante, dentro de sus temperaturas de diseño y alargar la vida útil de los componentes. Además, la presencia de este tipo de control permite reducir el tamaño de estos elementos sin afectar a la calidad de la señal, llegando a ser bastante compacta [22]. El modelo de dos etapas implementado está compuesto según se muestra en la figura 2.2 por cuatro módulos principales, comenzando con el convertidor del lado de la línea con función rectificadora en configuración puente, el banco de capacitores electrolíticos situado en el enlace DC, el convertidor del lado de la carga con función de inversor en este caso alimentado por voltaje, y por último su sistema de mando compuesto por un lazo de control proporcional-integral (PI) y un generador de PWM.. Figura 2.2 Diagrama de bloques del convertidor implementado. 2.1.1 Metodología para el diseño del convertidor El proceso de diseño de un convertidor es complejo y exige una serie de etapas directamente relacionadas con sus componentes y los requerimientos técnicos de estos [5]: . En primer lugar hay que decidir qué topología es la más adecuada para la aplicación a la que vaya destinada el convertidor de potencia,.

(46) DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK. 28. teniendo en cuenta las ventajas e inconvenientes que se presentarán durante su operación. Dependiendo de la topología seleccionada, se establecerá el método de control más adecuado para garantizar el funcionamiento del convertidor. . Posteriormente hay que tener en cuenta los requerimientos externos de la aplicación, como pueden ser la tensión y frecuencia de la red de potencia o las características del generador eléctrico a regular.. . En una tercera etapa hay que seleccionar qué tipo de semiconductores (interruptores estáticos) son los más adecuados, teniendo en cuenta las tensiones de operación, las intensidades (potencia) de cada rama y la frecuencia de disparo de los mismos. Este proceso es iterativo, ya que la elección de los semiconductores va supeditada a la simulación de los mismos en condiciones límite, cuyas curvas de rendimiento permitirán elegir progresivamente aquellos que mejores prestaciones muestren.. . La cuarta etapa de diseño contempla el dimensionamiento de los componentes pasivos, tanto las inductancias de conexión al generador y red como los condensadores del DC-Link, teniendo en cuenta los requerimientos exigidos por los fabricantes.. . La última etapa consiste en la simulación del convertidor mediante alguna herramienta informática que permita obtener los espectros de las señales para garantizar el perfecto acoplamiento de las distintas etapas del convertidor, teniendo en cuenta no sólo los aspectos eléctricos, sino los térmicos también.. 2.2 Convertidor del lado de la línea La conversión de corriente alterna de la red de suministro eléctrico a un voltaje de corriente directa para la alimentación del inversor, se realiza mediante un rectificador trifásico en puente no controlado. En las especificaciones de este bloque se tienen en cuenta las características de la salida, el que debe ser capaz de suministrar la suficiente potencia para el correcto funcionamiento del inversor en un rango de tensión superior al voltaje pico de salida del inversor según la ecuación siguiente [23]:.

(47) DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK. 𝑉𝐷𝐶 =. 3 √2𝑉𝐿𝐿 cos 𝛼 𝜋. 29. (2.1). Donde 𝑉𝐿𝐿 es el voltaje pico de línea a la salida del inversor y α es el ángulo de disparo de los interruptores del inversor. En cuanto a la potencia que debe suministrar el rectificador, se estima como nominal para la etapa posterior en 30kVA, por lo que debe entregar como mínimo este valor. 2.2.1 Selección de los dispositivos El puente rectificador a diodos debe establecer una salida de 850V y la corriente que será capaz de entregar estará en el orden de los 40A, por tanto el voltaje pico inverso que deben soportar los diodos tendrá un valor de 890V según la siguiente ecuación [7]: 𝑉𝑝𝑘𝑖𝑛𝑣 =. 𝜋 𝑉 3 𝐷𝐶. (2.2). Por otra parte, el valor de la corriente promedio de cada diodo tiene un valor de 13A y la corriente pico a soportar para su selección será de 42A según la ecuación (2.3). [7] 𝐼𝑝𝑘 =. 𝜋 𝐼 3 𝐷𝐶. (2.3). Los valores nominales de corriente y voltaje para la selección de los dispositivos se determinan a partir de las siguientes ecuaciones: 𝑉𝑛𝑜𝑚 ≥ 1.8𝑉𝑝𝑘𝑖𝑛𝑣 𝐼𝑛𝑜𝑚 ≥ 1.2. 𝐼𝑝 𝐾𝑣 𝐾𝑡 𝐾𝑓. (2.4) (2.5). Donde Ip es la corriente promedio de cada diodo, Kt=1 para T=40⁰C, Kv=1 para V=12m/s y Kf=1.57/1.73. Además, con el objetivo de transferir la disipación de potencia del diodo a otro elemento, se coloca una red de amortiguamiento (snubber) formada por un capacitor de 0.1µF y una resistencia de 100Ω por cada rama del puente rectificador..

(48) DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK. 30. El valor de los componentes de la red snubber puede ser aproximado a partir de las siguientes expresiones [24]: 𝐶𝑠𝑛. 𝐿𝑠 ∙ 𝐼02 = (𝑉𝑝𝑘 − 𝑉𝐷𝐶 )2. (2.6). 1 6 ∙ 𝐶𝑠𝑛 ∙ 𝑓𝑠. (2.7). 𝑅𝑠𝑛 =. Donde Ls es la inductancia de línea, fs es la frecuencia de conmutación, Io es la corriente máxima de salida, 𝑉𝐷𝐶 la tensión del bus DC y Vpk el pico máximo de tensión permitido. 2.3 Convertidor del lado de la carga La topología seleccionada para este convertidor es un inversor trifásico en puente de fuente de voltaje con modulación SPWM bipolar, que presenta las siguientes ventajas [1]: . El inversor en puente preserva la mayor amplitud del primer armónico de la tensión de salida.. . Los armónicos en la salida aparecen a mayor frecuencia con SPWM bipolar, lo que facilita su filtrado.. El convertidor entre sus prestaciones de salida posee una potencia de 30kVA, como se mencionó en el epígrafe 2.2 y una señal fija de voltaje de 380Vrms; además está diseñado para alimentar una corriente de carga cuyo valor esté alrededor de los 45A. 2.3.1 Módulo de potencia El inversor de fuente de tensión está equipado con interruptores totalmente controlados. En este caso se implementó un puente de IGBT, cuya selección apropiada envuelve dos puntos clave, ambos relacionados con mantener al dispositivo dentro de sus parámetros máximos durante la operación [12]: . El primer criterio es que la corriente de pico de colector durante la operación, incluyendo cualquier sobrecarga de corriente, debe ser menor que 2 veces el valor de la corriente nominal..

(49) DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK . 31. El segundo criterio es que la temperatura de operación de la unión en el IGBT debe siempre mantenerse por debajo de la temperatura máxima en operación normal, incluyendo sobrecargas esperadas.. El inversor está formado básicamente por seis interruptores de potencia (IGBT), y seis diodos de libre circulación en antiparalelo con el objetivo de la devolución del reactivo, a fin de facilitar la estrategia de control del convertidor [8]. Adicionalmente se le añaden redes snubber para un mejor funcionamiento en las conmutaciones, reducir perdidas y evitar picos de voltaje que puedan dañar los dispositivos. Los IGBT seleccionados deben soportar un voltaje pico de bloqueo inverso de 850V dado por la magnitud de tensión DC en el enlace y el valor pico de corriente depende de la corriente de carga y asciende a 65A. La frecuencia de conmutación fijada en 3kHz para reducir al mínimo las perdidas por este concepto sin afectar el voltaje rms de salida, está dada por la frecuencia de la señal portadora triangular del control SPWM bipolar. 2.4 Transformador de acoplamiento Las condiciones de operación de los transformadores que alimentan los convertidores a semiconductores, poseen una serie de particularidades que deben ser consideradas durante el diseño y explotación de los mismos. En los rectificadores las fases del enrollado secundario del transformador trabajan consecutivamente, por esto en cada instante el transformador se encuentra cargado asimétricamente y es necesario elegir un esquema de conexión de los enrollados que normalice la magnetización del núcleo y el equilibrio de las fuerzas magnetomotrices; a consecuencia de esto también las corrientes primarias y secundarias del transformador portarán una serie de componentes armónicas diferentes. [25] Debido a las particularidades antes referidas, la capacidad nominal del transformador (30kVA) usado para acoplar el convertidor a la red, será la semisuma de las potencias totales de los enrollados primario y secundario según la ecuación (2.6)..

(50) DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK. 𝑆𝑛 =. 𝑆1 + 𝑆2 2. 32. (2.8). Por último, la conexión seleccionada de sus devanados es Y-Δ, pues los problemas por componentes de tercer armónico desaparecen al ser consumidas por una corriente circulante en el devanado en Δ y además esta conexión es más estable cuando hay desbalance en las cargas, puesto que la Δ redistribuye parcialmente cualquier desbalance que ocurra. [26] 2.5 Sistema de control El control en lazo cerrado utiliza realimentación para actuar sobre la anchura del pulso de disparo del transistor y mantener la salida constante. Es un método muy eficaz para que el sistema sea independiente de las posibles variaciones de los parámetros del convertidor (internos o externos); obviamente es más caro y requiere de circuitos integrados específicos para realizar el control. [27] El sistema de control en lazo cerrado en modo de tensión, usado en este convertidor de dos etapas que se muestra en la figura 2.3, solo se limita al control del inversor de fuente de voltaje y se encuentra estructurado en dos bloques fundamentales: el bloque regulador de voltaje que toma el valor de la onda de voltaje en la carga y la compara con el valor de referencia, para luego accionar sobre el otro bloque con desempeño importante dentro del sistema que es el generador PWM discreto, encargado de emitir la señales de disparo al puente de IGBT (inversor).. Figura 2.3 Diagrama del sistema de mando del inversor..

(51) DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK. 33. Las ventajas de este sistema de control están dadas por su facilidad de implementación mediante hardware y goza de gran flexibilidad; provee de una buena regulación de carga, pero sin embargo la regulación de línea es lenta, debido a que los cambios en la entrada deben manifestarse primero en la salida para poder ser corregidos. Por tanto, es posible usar componentes relativamente precisos para obtener el control adecuado y con óptimo funcionamiento. [27] 2.5.1 Regulador de voltaje El funcionamiento del subsistema regulador de voltaje que se muestra en la figura 2.4, está basado en dos bloques principales: el controlador PI (proporcional-integral) y el lazo de seguimiento de fase o PLL (phase-locked loop), por sus siglas en inglés.. Figura 2.4 Diagrama de bloques del regulador de voltaje. El propósito de la utilización del regulador, está en transformar los voltajes de salida del inversor en un marco de referencia rotativo dq0, donde los voltajes controlados son constantes en estado estable, el controlador PI actúa sobre los valores transformados, y los valores de salida del controlador son transformados de regreso al marco de referencia de origen. 2.5.1.1. Controlador. El controlador PI implementado en el convertidor como se muestra en la figura 2.5, es uno de los métodos más usados para el control en lazo de un sistema..

(52) DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK. 34. Figura 2.5 Diagrama de bloques del controlador PI. El algoritmo de cálculo de este control se basa en dos parámetros distintos: el proporcional y el integral. El valor proporcional determina la reacción del error actual y seguidamente el valor integral genera una corrección proporcional a la integral del error, asegurándose con esto que, aplicando un esfuerzo de control suficiente, el error de seguimiento se reduce a cero; su función de transferencia está dada por la siguiente ecuación [28]: 𝐺(𝑠) =. 𝐾𝑖 [1 + (𝐾𝑝 /𝐾𝑖 )𝑠] 𝑠. (2.9). Donde Kp es la constante proporcional y Ki es la constante de integración. Para este convertidor, el controlador solo está habilitado para actuar modificando el ancho de pulso de la onda de referencia de 50Hz, pues el número de pulsos se establece de forma constante por medio de la frecuencia de la onda portadora. La desventaja de este controlador está dada en las no-linealidades introducidas en la transformación de los valores al marco de referencia rotativo y la disminución entonces del óptimo desempeño del método de control. La ventaja consiste en que su funcionamiento es bastante simple y por lo tanto su implementación es muy práctica, además de poseer una rápida respuesta ante cualquier perturbación en el sistema y ser capaz de eliminar el error en estado estable. con. suma. rapidez,. generando. establecimientos muy pequeños. [28]. en. el. sistema. tiempos. de.

(53) DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK. 2.5.1.2. 35. PLL. El PLL es el encargado de proporcionar el ángulo necesario para las transformaciones vectoriales del sistema trifásico a los ejes de coordenadas rotatorios directo d y cuadratura q [29]. El diagrama de la estructura del PLL se muestra en la figura 2.6.. Figura 2.n Diagrama del lazo de seguimiento de fase (PLL). 2.5.2 Generador PWM Para controlar los pulsos de disparo del inversor se usó la técnica SPWM bipolar. Esta modulación genera la inversión de voltaje utilizando un tren de pulsos cuyo ancho depende del tiempo y del nivel de tensión deseado en la salida. La integración en el tiempo de este tren de pulsos representa una señal sinusoidal y se conoce también como triangular carrier-based sinusoidal PWM (CB-SPWM) o método de sub-oscilación, el que fue propuesto en la década de los años sesenta. El tren de pulsos se forma por la comparación de una portadora triangular a una frecuencia específica con tres señales sinusoidales de referencia y desfasadas 120° entre sí (figura 2.7). A esta relación se le denomina índice de modulación en amplitud según epígrafe 1.4 y su valor está dado por la siguiente expresión [30]: 𝑀=. 𝐴𝑟 𝐴𝑝. (2.10). Donde Ar es la amplitud de la onda de referencia y Ap la amplitud de la onda portadora..

(54) DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK. 36. Figura 2.7 Modulación SPWM Bipolar. El generador PWM discreto de MATLAB que se muestra en la figura 2.8, utilizado en el inversor, produce seis señales de pulsos con modulación SPWM bipolar, entre dos niveles que son 1 y -1 a una frecuencia portadora de 3kHz y 50Hz de referencia, generando 30 pulsos por cada medio ciclo según la ecuación: 𝑝=. 𝑓𝑝 2𝑓𝑟. (2.11). Donde fp es la frecuencia de la onda portadora y fr la frecuencia de la onda de referencia. La tensión de salida del inversor está ajustada a 380Vrms con una frecuencia de 50Hz. Los límites de ajuste están impuestos por esta tensión, y por el índice de modulación según la ecuación (2.12), siempre que se encuentre trabajando en la zona lineal (M ≤ 1); de esta forma se pretende obtener un índice de modulación en amplitud de 0.7 y reducir al máximo el número de conmutaciones en los dispositivos. 𝑉01 = 𝑀 ∙ 𝑉𝐷𝐶 Donde 𝑉01 es el voltaje pico de la componente fundamental de salida.. (2.12).

(55) DISEÑO DEL CONVERTIDOR BACK TO BACK. 37. Figura 2.8 Generador PWM discreto. 2.6 Capacitor del enlace DC El condensador del enlace DC situado entre ambos convertidores usualmente es usado con los propósitos de [31]: . compensar la diferencia entre la potencia requerida por el inversor (cuyo valor medio es constante en régimen estable de operación) y la potencia de salida del rectificador.. . reducir la propagación de armónicos de corriente hacia la red.. . proteger al inversor de los picos transitorios del voltaje de la red.. Este condensador provee una ruta de baja impedancia para las corrientes onduladas asociadas al inversor, las que son consecuencia de la inductancia situada en la carga, del voltaje del bus y de la frecuencia de PWM del inversor; desafortunadamente el grado de ondulación de las corrientes constituye el factor primario en el dimensionamiento del condensador; el mismo también juega su papel en la reducción de la inductancia de dispersión del inversor de potencia, pues esta conduce a la ineficiencia, debido a los picos de voltaje que produce cuando los dispositivos de potencia son conmutados de un estado a otro con un alto valor de di/dt. Si la inductancia de dispersión toma un valor demasiado grande, el tiempo de conmutación de los interruptores debe ser aumentado para mantener los picos de voltaje sin dañar los dispositivos, provocando con esto un aumento en las pérdidas por conmutación que se manifiestan en la disipación adicional de calor en los mismos. [32].

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Figura 1.2 Formas de onda de voltaje y corriente del rectificador trifásico en  estrella

Figura 1.2

Formas de onda de voltaje y corriente del rectificador trifásico en estrella p.31
Tabla 1.1 Parámetros de diseño para circuitos de rectificadores trifásicos con  carga resistiva

Tabla 1.1

Parámetros de diseño para circuitos de rectificadores trifásicos con carga resistiva p.32
Figura 1.4 Formas de onda de voltaje y corriente de un rectificador trifásico  puente

Figura 1.4

Formas de onda de voltaje y corriente de un rectificador trifásico puente p.33
Figura 1.5 Inversor trifásico de fuente de voltaje en puente.

Figura 1.5

Inversor trifásico de fuente de voltaje en puente. p.35
Figura 1.6 Inversor trifásico de fuente de corriente.

Figura 1.6

Inversor trifásico de fuente de corriente. p.36
Figura 1.8 Modulación de varios anchos de pulso.

Figura 1.8

Modulación de varios anchos de pulso. p.40
Figura 1.10 Modulación senoidal modificada de ancho de pulso.

Figura 1.10

Modulación senoidal modificada de ancho de pulso. p.41
Figura 2.1 Convertidor con enlace DC propuesto.

Figura 2.1

Convertidor con enlace DC propuesto. p.44
Figura 2.3 Diagrama del sistema de mando del inversor.

Figura 2.3

Diagrama del sistema de mando del inversor. p.50
Figura 2.4 Diagrama de bloques del regulador de voltaje.

Figura 2.4

Diagrama de bloques del regulador de voltaje. p.51
Figura 2.5 Diagrama de bloques del controlador PI.

Figura 2.5

Diagrama de bloques del controlador PI. p.52
Figura 2.n Diagrama del lazo de seguimiento de fase (PLL).

Figura 2.n

Diagrama del lazo de seguimiento de fase (PLL). p.53
Figura 2.7 Modulación SPWM Bipolar.

Figura 2.7

Modulación SPWM Bipolar. p.54
Figura 2.8 Generador PWM discreto.

Figura 2.8

Generador PWM discreto. p.55
Figura 2.9 Rangos de capacitancia y tensión para tipos de condensadores.

Figura 2.9

Rangos de capacitancia y tensión para tipos de condensadores. p.57
Figura 3.2 Forma de onda de la corriente de línea de la red.

Figura 3.2

Forma de onda de la corriente de línea de la red. p.64
Figura 3.1 Forma de onda del voltaje de línea de la red.

Figura 3.1

Forma de onda del voltaje de línea de la red. p.64
Figura 3.3 Orden de los armónicos de la corriente de la red.

Figura 3.3

Orden de los armónicos de la corriente de la red. p.65
Figura 3.3 Forma de onda del voltaje en el enlace DC.

Figura 3.3

Forma de onda del voltaje en el enlace DC. p.67
Figura 3.4 Forma de onda de la corriente en el enlace DC.

Figura 3.4

Forma de onda de la corriente en el enlace DC. p.67
Figura 3.5 Modulación SPWM bipolar para el control del inversor.

Figura 3.5

Modulación SPWM bipolar para el control del inversor. p.68
Figura 3.6 Índice de modulación.

Figura 3.6

Índice de modulación. p.69
Figura 3.7 Forma de onda del voltaje en la carga.

Figura 3.7

Forma de onda del voltaje en la carga. p.69
Figura 3.8 Orden de los armónicos en el voltaje de la carga.

Figura 3.8

Orden de los armónicos en el voltaje de la carga. p.70
Figura 3.9 Forma de onda de la corriente de carga.

Figura 3.9

Forma de onda de la corriente de carga. p.70
Figura 3.11 Forma de onda del voltaje del suministro.

Figura 3.11

Forma de onda del voltaje del suministro. p.71
Figura 3.10 Orden de los armónicos en la corriente de la carga.

Figura 3.10

Orden de los armónicos en la corriente de la carga. p.71
Figura 3.12 Índice de modulación.

Figura 3.12

Índice de modulación. p.72
Figura 3.13 Forma de onda del voltaje de línea en la carga.

Figura 3.13

Forma de onda del voltaje de línea en la carga. p.72
Figura 3.14 Forma de onda de la corriente en la carga.

Figura 3.14

Forma de onda de la corriente en la carga. p.73

Referencias

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