Propuesta de modificación a los módulos AFI LNA 022 y LNA 035 para que trabajen en 30 y 60 MHz

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(1)Universidad Central “Marta Abreu” de Las Villas Facultad de Ingeniería Eléctrica Departamento de Telecomunicaciones y Electrónica. TRABAJO DE DIPLOMA Propuesta de modificación a los módulos AFI LNA-022 y LNA-035 para que trabajen en 30 y 60 MHz Autor: Armando Ramos Llanes Tutor: Ing. Irina Siles Siles. Santa Clara 2013 "Año 55 de la Revolución".

(2) Universidad Central “Marta Abreu” de Las Villas Facultad de Ingeniería Eléctrica Departamento de Telecomunicaciones y Electrónica. TRABAJO DE DIPLOMA Propuesta de modificación a los módulos AFI LNA-022 y LNA-035 para que trabajen en 30 y 60 MHz Autor: Armando Ramos Llanes E-mail: [email protected] Tutor: Ing. Irina Siles Siles Profesor, Dpto. de Telecomunicaciones y Electrónica E-mail: [email protected]. Santa Clara 2013 "Año 55 de la Revolución".

(3) Hago constar que el presente trabajo de diploma fue realizado en la Universidad Central “Marta Abreu” de Las Villas como parte de la culminación de estudios de la especialidad de Ingeniería en Telecomunicaciones y Electrónica, autorizando a que el mismo sea utilizado por la Institución, para los fines que estime conveniente, tanto de forma parcial como total y que además no podrá ser presentado en eventos, ni publicados sin autorización de la Universidad.. Firma del Autor Los abajo firmantes certificamos que el presente trabajo ha sido realizado según acuerdo de la dirección de nuestro centro y el mismo cumple con los requisitos que debe tener un trabajo de esta envergadura referido a la temática señalada.. Firma del Autor. Firma del Jefe de Departamento donde se defiende el trabajo. Firma del Responsable de Información Científico-Técnica.

(4) i. PENSAMIENTO. Mucho mejor atreverse a hacer cosas grandes, a obtener triunfos gloriosos, aun cuando matizados con fracasos, que formar en las filas de aquellos pobres de espíritu que ni gozan mucho ni sufren mucho porque viven en el crepúsculo gris que no conoce la victoria ni la derrota. Theodore Roosevelt Estadista estadounidense (1858 - 1919).

(5) ii. DEDICATORIA. A mis padres por darme infinitas razones que no caben en estas páginas de dedicatoria..

(6) iii. AGRADECIMIENTOS. A mis padres por deberles todo lo que ahora soy. A mi pequeña familia que siempre me apoyó y me tuvo presente. A Grettel por nunca fallarme, estar en cada momento que la necesité y darme su amor infinito. A Miguelín por ser mi segundo padre y a toda mi familia de Encrucijada que siempre se preocupó y ocupó de mí. A mis amigos los camagüeyanos por brindarme su amistad incondicional e inolvidables momentos de alegría. A Yenny por ser alguien especial. A todos los amigos y compañeros de aula que juntos pasamos buenas y malas situaciones. A mi tutor y a todos los profesores que contribuyeron a mi formación. Al Tte. Coronel Pierrat por aportarme sus conocimientos y ayudas. A todos los que de una forma u otra me ayudaron a llegar hasta aquí..

(7) iv.

(8) v. TAREA TÉCNICA  Determinación de los fundamentos teóricos del receptor superheterodino, específicamente del bloque de amplificación en frecuencia intermedia.  Asimilación mediante ingeniería inversa de los módulos LNA-022 y LNA-035.  Propuesta de modificación a los módulos para que operen en 30 y 60 MHz.  Elaboración del informe final.. Firma del Autor. Firma del Tutor.

(9) vi. RESUMEN. El dominio VOLGA es un modernizado complejo coheteril, donde sus bloques fundamentales, y en específico el canal de recepción se encuentra desarrollado con electrónica avanzada. Debido a sus magníficas prestaciones surge la necesidad de implementar los módulos de amplificación en frecuencia intermedia LNA-022 y LNA-035 (22 y 35 MHz respectivamente) en otros complejos coheteriles, por lo que habría que modificarlos para que operasen en 30 y 60 MHz, existiendo la dificultad de que no se tenía información referente al funcionamiento y los parámetros de operación, solamente se conocía su esquema electrónico. Con el fin de cumplir los objetivos propuestos en este trabajo, se realiza una ingeniería inversa a los módulos mediante el estudio de las hojas de datos y notas de aplicación brindadas por los fabricantes de cada componente integrado que los conforman. Posteriormente se plantea una posible teoría de funcionamiento de ambos módulos y se realiza una propuesta de modificación a estos para que cumplan con la frecuencia de operación requerida. Luego se realizan varias simulaciones que validan las propuestas realizadas..

(10) vii. TABLA DE CONTENIDOS. PENSAMIENTO ....................................................................................................................i DEDICATORIA................................................................................................................... ii AGRADECIMIENTOS ...................................................................................................... iii TAREA TÉCNICA ............................................................................................................... v RESUMEN ...........................................................................................................................vi INTRODUCCIÓN ................................................................................................................ 1 CAPÍTULO 1. RECEPTOR SUPERHETERODINO Y BLOQUE AFI......................... 4 1.1 Características de los radioreceptores ...................................................................... 4 1.2 Diagrama en bloques del receptor superheterodino ................................................ 8 1.3 Amplificación en Frecuencia Intermedia (AFI) ..................................................... 10 1.3.1 Selección de la FI................................................................................................ 10 1.3.2 Tecnología de algunos filtros utilizados en las cadenas de AFI ..................... 11 1.4 Control Automático de Ganancia ............................................................................ 13 1.5 Conclusiones del capítulo ......................................................................................... 16 CAPÍTULO 2. ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA. DE LOS. MÓDULOS LNA-022 Y LNA-035 .................................................................................... 17 2.1 El dominio VOLGA .................................................................................................. 17 2.2 Descripción del canal de recepción .......................................................................... 20 2.3 Caracterización teórica del módulo LNA-022........................................................ 23 2.3.1 Integrado AD8331 .............................................................................................. 24.

(11) viii 2.3.2 Filtro SAW PBP-21.4 ......................................................................................... 28 2.3.3 Integrado AD8367 .............................................................................................. 29 2.3.4 Integrado AD8361 .............................................................................................. 32 2.3.5 Integrado AD8017 .............................................................................................. 34 2.4 Caracterización teórica del módulo LNA-035........................................................ 36 2.4.1. Filtro SAW LBN03501 ..................................................................................... 36 2.4.2. Integrado ADG736 ............................................................................................ 37 2.5 Conclusiones del capítulo ......................................................................................... 38 CAPÍTULO 3. MODIFICACIÓN DE LOS MÓDULOS LNA-022 Y LNA-035 PARA 30 Y 60 MHz ........................................................................................................................ 39 3.1 Teoría de operación del módulo LNA-022 ............................................................. 39 3.2 Teoría de operación del módulo LNA-035 ............................................................. 40 3.3 Simulación de los módulos LNA-022 y LNA-035 ................................................... 42 3.4 Modificación de los módulos LNA-022 y LNA-035 para 30 y 60 MHz ................ 46 3.5 Conclusiones del capítulo ......................................................................................... 48 CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES................................................................ 49 REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS .............................................................................. 51 ANEXOS .............................................................................................................................. 53.

(12) INTRODUCCIÓN. 1. INTRODUCCIÓN. Desde hace varias décadas se ha venido desarrollando en las FAR una revolución en la técnica militar con el objetivo de lograr mejores desempeños y prestaciones de la misma en el combate. Los cambios realizados han conllevado a grandes inversiones en tecnología de última generación que han posibilitado el fin perseguido. Los equipos de comunicaciones son un ejemplo actual de modernización. Estos juegan un papel importante en el intercambio y obtención de información para la seguridad del país, por lo que su modernización es de vital importancia para el desarrollo de tácticas y variantes defensivas. En la actualidad han marchado hacia la integración de sus componentes electrónicos posibilitando pequeño tamaño y bajo consumo de energía. Lo anterior aunado a otras prestaciones ha conllevado a la necesidad de implementar esta tecnología en Cuba [1]. El dominio Volga es un modernizado complejo coheteril de la Defensa Antiaérea de las FAR (DAAFAR), en donde todas las acciones como el tiro y el control del funcionamiento del complejo se realizan desde la computadora mediante software desarrollados con ese objetivo. Este presenta un canal de recepción compuesto principalmente por bloques de amplificación en frecuencia intermedia formado por los módulos LNA-022 y LNA-035, que operan en 22 y 35 MHz respectivamente. Los módulos AFI LNA-022 y LNA-035 se encuentran implementados con componentes radiotécnicos modernos de los cuales no se conoce en profundidad sus características. Esto ha imposibilitado su adaptación e implementación en otras estaciones que se desean modernizar, que trabajan en 30 y 60 MHz, y que actualmente están desarrolladas con válvulas al vacío, lo que conlleva a la adquisición de los componentes en el exterior y a la vez un gran gasto de recursos, dado que son componentes especiales, en rangos de.

(13) INTRODUCCIÓN. frecuencias que se. 2. usan solamente en equipos militares, cuya importación es. extremadamente difícil[2]. Por lo tanto, tomando en cuenta los aspectos anteriores, para el presente trabajo de diploma, se define la siguiente problemática: ¿Cómo modificar los módulos de amplificación en frecuencia intermedia LNA-022 y LNA035, que trabajan en 22 y 35 MHz respectivamente, para que operen en 30 y 60 MHz? Para dar respuesta a la interrogante planteada se definen los siguientes objetivos: Objetivo General Realizar una propuesta de modificación a los módulos AFI LNA-022 y LNA-035 para que operen en 30 y 60 MHz. Objetivos Específicos . Describir de forma general el receptor superheterodino, específicamente el bloque de amplificación en frecuencia intermedia.. . Asimilar mediante ingeniería inversa los módulos AFI LNA-022 y LNA-035.. . Realizar una propuesta de modificación a estos módulos para que trabajen en 30 y 60 MHz, apoyado en simulaciones que demuestren la veracidad de las propuestas.. Organización del informe El informe de la investigación se organiza de la siguiente forma: resumen, introducción, capitulario, conclusiones y recomendaciones, referencias bibliográficas y anexos. Capítulo I . Se exponen los principales parámetros de recepción así como la estructura del receptor superheterodino, principalmente el bloque de FI, además de algunas cuestiones importantes en los receptores de radiofrecuencia como el AGC.. Capítulo II . Se realiza la asimilación de los módulos LNA-022 y LNA-035 mediante el estudio de las hojas de datos y notas de aplicación que brindan los fabricantes de los componentes que conforman a los módulos..

(14) INTRODUCCIÓN. 3. Capítulo III . Se plantea un posible resultado de funcionamiento para cada módulo y se realiza una propuesta de modificación a estos para que trabajen en 30 y 60 MHz, apoyado este resultado en varias simulaciones realizadas..

(15) CAPÍTULO 1. RECEPTOR SUPERHETERODINO Y BLOQUE AFI. 4. CAPÍTULO 1. RECEPTOR SUPERHETERODINO Y BLOQUE AFI. En el presente capítulo se exponen las características fundamentales de los receptores de radiofrecuencia, haciendo énfasis en el receptor superheterodino, incluyendo los principales parámetros que lo caracterizan así como su principio de funcionamiento. Se detalla el bloque de AFI y las tecnologías de algunos filtros utilizados en su implementación, además del circuito de AGC que desempeña un papel fundamental en la detección con calidad de la señal recibida. 1.1 Características de los radioreceptores Las funciones de un receptor se centran en seleccionar, amplificar y detectar la señal deseada, separándola en lo posible del resto de las señales y del ruido que la acompaña. En este sentido las especificaciones del receptor se centran en los siguientes aspectos: . Sensibilidad: es el nivel mínimo de señal de radiofrecuencia (RF) que se puede detectar a la entrada del receptor para producir una señal de información demodulada utilizable. Generalmente se indica en microvolts y se le denomina además umbral del receptor. Depende de la potencia de ruido presente en la entrada del receptor, la cifra de ruido (indicación del ruido generado en el frente del receptor), la sensibilidad del detector de amplitud modulada (AM) y el factor de mejoramiento de ancho de banda del receptor. La mejor forma de mejorar la sensibilidad de un receptor es reduciendo el nivel de ruido. Esto se puede lograr disminuyendo la temperatura, el ancho de banda del receptor, o mejorando la cifra de ruido del receptor[3].. . Selectividad: es una medida de la capacidad del receptor para sintonizar la estación deseada y discriminar contraseñales no deseadas; es decir, se determina por la respuesta en frecuencia de los circuitos que anteceden al detector. En un receptor.

(16) CAPÍTULO 1. RECEPTOR SUPERHETERODINO Y BLOQUE AFI. 5. convencional, la selectividad se determina principalmente por los filtros de la sección de frecuencia intermedia (FI), aunque la supresión de respuestas parásitas se controla por los circuitos resonantes de RF[4]. Hay varias formas aceptables de describir la selectividad de un receptor de radio. Una forma frecuente es simplemente especificar el ancho de banda del receptor en los puntos de -3dB. Sin embargo, este ancho de banda no es necesariamente una buena forma de determinar lo bien que el receptor rechaza las frecuencias no deseadas. En consecuencia, se acostumbra especificar el ancho de banda en dos niveles de atenuación, por ejemplo, -3db y -60dB. La relación de esos dos anchos de banda se llama factor de forma (SF, del inglés shape factor), y se define con la siguiente ecuación: (1.1) En donde: SF=factor de forma (adimensional) B (-60dB)=ancho de banda 60 dB abajo del nivel máximo de la señal (Hertz) B (-3dB)=ancho de banda 3 dB abajo del nivel máximo de la señal (Hertz) . Fidelidad: se le denomina de esta forma al grado de precisión con el que un receptor reproduce en su salida las características esenciales de la señal aportada en su entrada. Debido a que la señal captada por la antena pasa por una serie de circuitos, algunos de los cuales contienen elementos no lineales que causan una cierta distorsión, es imposible obtener a la salida del receptor una reproducción fiel, aunque siempre se trata de tomar esta como patrón y de estar lo más cerca posible a ella [4].. . Mejoramiento del ancho de banda: el ruido térmico es directamente proporcional al ancho de banda. Por lo tanto, si se reduce el ancho de banda se reduce en la misma proporción el ruido térmico. La razón de reducción del ruido que se logra al disminuir el ancho de banda se llama mejoramiento del ancho de banda (BI, del inglés bandwidth improvement)[5]. A medida que se propaga una señal desde la antena a la sección de RF, al mezclador y a la sección de FI, se reduce el ancho de banda. Esto es equivalente a reducir (mejorar) la cifra de ruido del receptor. El factor de mejora del ancho de banda es la razón entre el ancho de banda de RF y el ancho de banda de FI. Matemáticamente:.

(17) CAPÍTULO 1. RECEPTOR SUPERHETERODINO Y BLOQUE AFI. 6 (1.2). En donde: BI=mejoramiento del ancho de banda (adimensional) Brf=ancho de banda de RF (Hertz) Bfi =ancho de banda de FI (Hertz) La reducción correspondiente de ruido debido a la disminución en el ancho de banda se denomina mejoramiento de la cifra de ruido (NF, del inglés noise figure) y se expresa como: (1.3) . Cifra de ruido (F): esencialmente se compara el ruido total del receptor con el ruido que debería estar presente si el receptor no fuera ruidoso. En otras palabras, se cuantifica la contribución de ruido que hace el receptor. Esta relación se conoce como cifra de ruido y cuando se expresa en dB se denota por NF. NF es también definida como la razón entre la S/N de salida con la S/N de la fuente. En un sistema real, la antena no solo recibe señales deseadas sino también ruidos atmosféricos, galácticos, y hechos por el hombre. Por ello, los efectos de estos ruidos externos son expresados como una NF equivalente de la antena. La NF de un amplificador puede ser calculada como la razón entre la S/N de entrada con respecto a la S/N de salida. ⁄. (1.4). La NF de un amplificador sin ruido o de un dispositivo pasivo sin pérdidas es de 0 dB y es siempre positiva para dispositivos no ideales. En un dispositivo pasivo con pérdidas es numéricamente igual a sus pérdidas de inserción. Se define también como la potencia de ruido a la salida (total) entre la potencia de ruido a la salida si el cuadripolo no fuese ruidoso. Considerando adaptación de impedancia: (1.5) En donde: T0=temperatura de ruido de la fuente de entrada, normalmente la temperatura ambiente (grados kelvin).

(18) CAPÍTULO 1. RECEPTOR SUPERHETERODINO Y BLOQUE AFI. 7. Te=temperatura equivalente de ruido, que es aquella a la que tendría que estar una fuente de ruido térmico para generar el mismo valor de potencia de ruido (grados kelvin) K=constante de Boltzmann (1.38*1023J/K), B=ancho de banda (Hertz) G=ganancia del cuadripolo (adimensional). La cifra de ruido de una cascada de n pasos, de ganancias An y factores de ruido Fn, es: (1.6) Donde. y. De esta forma, la NF del sistema es mayormente determinada por la NF de la primera etapa[3]. . Margen dinámico: se define como la diferencia en decibeles entre el nivel de entrada mínimo para discernir una señal, y el valor de entrada que sobreexcita o satura al receptor, y produce distorsión. En términos sencillos, el margen dinámico es el intervalo de potencias de entrada dentro del cual el receptor es útil. El nivel mínimo de recepción es una función del ruido frontal, de la cifra de ruido y de la calidad deseada de la señal. El nivel de señal de entrada que produce distorsión por sobreexcitación es una función de la ganancia neta del receptor, es decir, de la ganancia total de todas las etapas del receptor. El límite de alta potencia de un receptor depende de si trabajará con una señal de entrada de una o varias frecuencias. Si se usa operación con frecuencia única, se suele usar como límite superior de utilidad el punto de compresión de 1dB. Este punto se define como la potencia de salida cuando la respuesta del amplificador de RF es 1dB menor que la respuesta ideal con ganancia lineal[4].. . Pérdida de inserción (IL, del inglés insertion loss): es un parámetro asociado con las frecuencias que caen dentro de la banda de paso de un filtro pasabanda y generalmente se define como la razón entre la potencia transferida a una carga con el filtro insertado y la potencia transferida a una carga sin insertar el filtro [6]..

(19) CAPÍTULO 1. RECEPTOR SUPERHETERODINO Y BLOQUE AFI. 8. 1.2 Diagrama en bloques del receptor superheterodino La selectividad no uniforme del receptor de radiofrecuencia sintonizada (TRF, del inglés tuned radio-frequency) condujo al desarrollo del receptor superheterodino, a finales de la primera guerra mundial. Aunque la calidad del receptor superheterodino ha mejorado enormemente desde su diseño original, su configuración básica como muestra la figura 1.1 no ha cambiado mucho. ANTENA. RF. MEZCLADOR. F.I.. DETECTOR. AUDIO/VIDEO. OSCILADOR. LOCAL Figura 1.1 Configuración básica del receptor superheterodino. El receptor superheterodino es un diseño de amplificador de RF utilizado casi universalmente en todo equipo receptor que deba comunicarse por aire o por cable con un conjunto de transmisores, o inclusive para la comunicación con un transmisor único. Este tipo de receptor utiliza un oscilador local (LO, del inglés local oscillator) conjuntamente con un mezclador para convertir la señal de RF a FI, para luego ser amplificada por una o varias etapas amplificadoras en el cual el circuito sintonizado está a una frecuencia fija, lográndose una selectividad mayor. Esta señal es entonces detectada de forma tal que la envolvente de la onda modulada tenga la misma forma que la señal original de entrada al transmisor. En esencia, el receptor superheterodino consta de cinco etapas fundamentales: la sección de RF, la sección de mezclador/convertidor, la sección de FI, la sección de detección y la sección de audio/video[7]. Sección de RF: consiste en general en una etapa preselectora y en una amplificadora. Pueden ser circuitos separados, o un solo circuito combinado. El preselector es un filtro pasabanda sintonizado a banda ancha, con frecuencia central ajustable, que se sintoniza con la frecuencia portadora deseada. El objetivo principal del preselector es proporcionar.

(20) CAPÍTULO 1. RECEPTOR SUPERHETERODINO Y BLOQUE AFI. 9. suficiente límite inicial de banda para evitar que entre una radiofrecuencia específica no deseada, llamada frecuencia imagen. El preselector también reduce el ancho de banda de ruido del receptor, y proporciona el paso inicial para reducir el ancho general de banda al mínimo requerido para pasar las señales de información. El amplificador de RF determina la sensibilidad del receptor, es decir, establece el umbral de señal [4]. Sección mezclador/convertidor: incluye un LO y un mezclador/convertidor. En este paso se realiza el heterodinaje (mezclado) en un dispositivo de función transferencial no lineal donde las radiofrecuencias se convierten a frecuencia intermedia (traslación de RF a FI) como resultado de un número infinito de frecuencias armónicas y productos de frecuencias cruzados que incluyen sumas y diferencias de las frecuencias de RF y de LO. El proceso de heterodinaje no cambia el ancho de banda y la forma de onda de la envolvente permanece inalterable[3]. Sección de FI: está compuesta por una serie de amplificadores de FI y filtros pasabanda. La mayor parte de la ganancia y la selectividad del receptor se logran en esta etapa. La frecuencia central y el ancho de banda de FI son constantes para todas las estaciones y se seleccionan para que su frecuencia sea menor que cualquiera de las señales de RF que se van a recibir. La FI siempre tiene menor frecuencia que la RF, porque es más fácil y menos costoso fabricar amplificaciones estables de alta ganancia para señales de baja frecuencia. Por lo anterior no es raro ver un receptor con cinco o seis amplificadores de FI y un solo amplificador de RF, o quizás sin amplificador de RF. Sus redes interetapas se diseñan para eliminar respuestas espurias provenientes del mezclador y posibles señales interferentes de canales adyacentes[6]. Sección de detección: el objetivo de esta sección es recuperar el mensaje original regresando la señal de FI a la información de la fuente original. Puede ser tan sencilla como un simple diodo, o tan compleja como un lazo de fase cerrada o un demodulador balanceado. A esta sección también se le denomina demodulación y se considera el segundo detector[5]. Sección de audio/video: está conformada por amplificadores que tienen la función de elevar el nivel de señal y garantizar la potencia requerida por los transductores de salida..

(21) CAPÍTULO 1. RECEPTOR SUPERHETERODINO Y BLOQUE AFI. 10. 1.3 Amplificación en Frecuencia Intermedia (AFI) Las características destacables de un receptor, tales como “sensibilidad” y “selectividad”, están determinadas por el bloque marcado como FI (etapa de frecuencia intermedia), implementado con amplificadores sintonizados de pequeña señal. La etapa de FI, está sintonizada a una única frecuencia (FFI), de manera tal que cualquiera que sea la emisora sintonizada, por efecto del mezclado de las frecuencias FRF (frecuencia de señal) y FLO (frecuencia de oscilador), se obtiene la FFI como diferencia[8]. Los amplificadores de frecuencia intermedia (AFI) son amplificadores sintonizados, con ganancia relativamente alta, similares a los amplificadores de RF, con la diferencia de que trabajan dentro de una banda de frecuencias fijas y relativamente angosta. En consecuencia, son fáciles de diseñar y fabricar para que sean estables. Como estos operan dentro de una banda de frecuencias fijas, se pueden acoplar los amplificadores sucesivos en forma inductiva con circuitos de simple o doble resonancia (doblemente sintonizados, devanados primarios y secundarios del transformador implementados como circuitos tanques sintonizados). Por lo anterior es más fácil alcanzar un factor de forma óptimo (bajo) y buena selectividad. En general una etapa de FI presenta entre dos y cinco amplificadores de FI [3]. 1.3.1 Selección de la FI La FI es la frecuencia (única) obtenida por la conversión de frecuencias en el mezclador y su correspondiente filtrado. Se pueden utilizar dos formas básicas para el batimiento de FLO con FRF [6]. FLO - FRF = FFI. Inyección Lateral Superior. FRF– FLO = FFI. Inyección Lateral Inferior. La elección de la FI está fundamentada en las características que se necesitan que cumpla el receptor superheterodino en cuanto a sensibilidad, selectividad, ancho de banda, ganancia y rechazo a la frecuencia imagen. La selección de una FI alta beneficia el rechazo a las señales espurias tales como la frecuencia imagen, pero perjudica la selectividad de la cadena amplificadora que se beneficia con la utilización de una FI baja. En los casos que se requieran (tal como en receptores de satélite) esta situación contradictoria puede resolverse.

(22) CAPÍTULO 1. RECEPTOR SUPERHETERODINO Y BLOQUE AFI. 11. utilizando una doble conversión de frecuencia y por tanto dos FI, una primera más alta que ofrezca el rechazo a la frecuencia imagen y luego una segunda conversión para lograr una FI más baja que posibilite su contribución a la selectividad del receptor[7]. 1.3.2 Tecnología de algunos filtros utilizados en las cadenas de AFI En un receptor de AM es deseable una respuesta plana en la banda de paso, para FM se desea un corrimiento de fase lineal, y para señales de TV se desean respuesta plana y fase lineal. Años atrás, estos requerimientos se llenaban con transformadores doblemente sintonizados o de sintonía única (filtros pasabanda a LC) para requerimientos menos críticos. Con la llegada de los amplificadores lineales con circuitos integrados de banda ancha, los circuitos electrónicos se hicieron tan pequeños que los transformadores de FI ocupaban todo el cuerpo del circuito[6]. Esto motivó al desarrollo de filtros de cristal, cerámicos y de onda acústica superficial (SAW, del inglés surface acoustic wave) que son más pequeños, no requieren sintonización y tienen mejores características de respuesta. Los transformadores sintonizados se usan mucho aún en virtud de la facilidad de acoplamiento de impedancia mediante contactos en los inductores, pues atenúan en alto grado las frecuencias en la banda de contención, y porque son relativamente baratos, pero tienen la desventaja de un tamaño grande comparados con el resto del circuito. Se disponen de otras alternativas para el filtro pasabanda a LC, utilizando efectos de magnetostricción o piezoeléctricos para transferir la señal de la entrada a la salida con características de paso de banda altamente selectivas. Estos filtros se han venido utilizando hace algún tiempo en equipos especializados. Poseen la ventaja de que no es necesaria (ni posible) la sintonía, sus características de paso de banda quedan fijadas al construirse y pueden diseñarse también para dar polos múltiples en la función de transferencia, de tal manera que puedan obtenerse características de paso de banda casi ideales con dimensiones físicas pequeñas. Filtros de onda acústica superficial. Los filtros SAW se desarrollaron en la década de 1960, pero no estuvieron disponibles sino hasta la década siguiente. Usan energía acústica, más que energía electromecánica, para obtener una eficiencia excelente de filtrado pasabanda. En esencia, los filtros SAW atrapan, o guían, ondas acústicas en una superficie. Pueden trabajar con frecuencias centrales hasta.

(23) CAPÍTULO 1. RECEPTOR SUPERHETERODINO Y BLOQUE AFI. 12. de varios GHz, y anchos de banda hasta de 50MHz. Tienen características extremadamente verticales de atenuación progresiva, y suelen atenuar frecuencias fuera de su pasabanda entre 30 y 50 dB más que las señales dentro de su banda de paso. Los filtros SAW se usan en receptores superheterodinos, tanto en receptores de conversión única como de varias conversiones, como filtros de RF y de FI, y en sistemas de banda lateral única para una multitud de aplicaciones de filtrado[9]. En los filtros SAW se aplica una señal eléctrica oscilatoria a través de una pieza pequeña de cristal de semiconductor, que es parte de una superficie plana mayor, como se muestra en la figura 1.2 a. El efecto piezoeléctrico hace que vibre el material del cristal. Esas vibraciones están en forma de energía acústica, que viaja por la superficie del substrato hasta llegar a un segundo cristal, en el extremo opuesto, donde la energía acústica se reconvierte en energía eléctrica. Para lograr la acción de filtro se deposita una fila de láminas interdigitales metálicas, a distancias precisas, sobre la superficie plana del substrato, como se ve en la figura 1.2 b. Los centros de las láminas están espaciados a la mitad o a la cuarta parte de la longitud de onda de la frecuencia central deseada. Cuando las ondas acústicas viajan a través de la superficie del substrato, se reflejan y van y vienen al chocar con las láminas [3].. a). b). Figura 1.2 a) Estructura de un filtro SAW, b) Fila de láminas interdigitales metálicas sobre la superficie plana del substrato de un filtro SAW. El filtro SAW básico es bidireccional. Esto es, la mitad de la potencia es irradiada hacia el transductor de salida, y la otra mitad es irradiada hacia el extremo del substrato cristalino y se pierde. Por reciprocidad, la mitad de la potencia se pierde en el transductor de salida. En consecuencia, los filtros SAW tienen una pérdida de inserción relativamente alta. Esta.

(24) CAPÍTULO 1. RECEPTOR SUPERHETERODINO Y BLOQUE AFI. 13. desventaja se puede superar hasta cierto grado, usando una estructura más complicada llamada transductor unidireccional, que lanza la onda acústica sólo en una dirección. Los filtros SAW son muy robustos y confiables. Como sus frecuencias de operación y respuestas pasabanda se establecen con el proceso fotolitográfico, no necesitan operaciones complicadas de sintonización ni se desintonizan al paso del tiempo. Las técnicas de procesamiento de obleas de semiconductor que se usan en la fabricación de estos filtros permiten la producción a gran escala, con dispositivos económicos y reproducibles. Por último, sus excelentes cualidades de funcionamiento se logran con un tamaño y peso bastante reducido, en comparación con otras tecnologías. La mayor desventaja de los filtro SAW es su pérdida de inserción extremadamente alta, que suele ser de 25 a 35 dB. Por esta razón no se pueden usar para filtrar señales de bajo nivel. También los filtros SAW tienen un tiempo de demora mucho mayor que sus contrapartes electrónicas, unas 20000 veces mayor. En consecuencia, a veces se usan filtros SAW en líneas de retardo [9]. 1.4 Control Automático de Ganancia El circuito de control automático de ganancia (AGC, del inglés automatic gain control) juega un papel fundamental en la recepción de la señal recibida, evitando problemas de saturación en las etapas amplificadoras que pueden conllevar a la compresión y distorsión de la señal. Actúa variando la ganancia de las distintas etapas amplificadoras de forma que el nivel de señal de entrada al detector se mantenga lo más constante posible y siempre dentro del margen de linealidad del detector [4]. La amplitud promedio de la portadora modulada que alcanza la etapa detectora dependerá de un número de factores, incluyendo la intensidad de campo en el receptor de la estación a la cual está sintonizado el receptor situado a distancias diferentes, además de las condiciones de propagación entre el transmisor y el receptor. Es deseable por tanto, incorporar algún medio dentro del receptor para mantener constante el nivel de potencia de portadora de FI en la entrada del detector de AM, ese mecanismo se denomina Control Automático de Ganancia. El AGC es necesario en receptores de AM en virtud del amplio rango de voltajes de señal que se encuentran en los terminales de la antena, al sintonizar el receptor a diferentes.

(25) CAPÍTULO 1. RECEPTOR SUPERHETERODINO Y BLOQUE AFI. 14. canales. Para evitar sobrecargas (y distorsión excesiva) en el mezclador, se requiere la reducción de ganancia en la etapa de RF cuando se reciben señales fuertes. En las etapas de FI es deseable un AGC para evitar sobrecarga y mantener una entrada de señal razonable constante al detector, para obtener en este una operación óptima y conservar constante la salida de audio/video. Un circuito de AGC compensa variaciones pequeñas en el nivel de la señal de RF recibida, aumenta en forma automática la ganancia del receptor con valores bajos de entrada de RF, y disminuye en forma automática la ganancia del receptor cuando se recibe una señal fuerte de RF. Hay varias clases de circuitos de AGC, dentro de los principales se incluyen el simple, el retardado y el directo[6]. AGC simple El circuito de AGC simple mide el nivel de la señal recibida y manda de regreso una señal a los amplificadores de RF y FI, para que ajusten en forma automática su ganancia, como muestra la figura 1.3, es una forma de realimentación negativa[4].. Figura 1.3 Circuito de AGC en el receptor superheterodino. AGC retardado En el sistema de AGC simple, la polarización de AGC comienza a aumentar tan pronto como la intensidad de la señal recibida es mayor que el ruido térmico del receptor. En consecuencia, el receptor se hace menos sensible. Los sistemas avanzados de AGC operan solo cuando la señal alcanza un valor de umbral lo suficientemente bajo para evitar la sobrecarga del amplificador. Por consiguiente, el “retardo” en el nombre se basa en realidad en la suposición de que la amplitud de la señal aumenta poco a poco con el tiempo. El efecto del AGC retardado es incrementar la.

(26) CAPÍTULO 1. RECEPTOR SUPERHETERODINO Y BLOQUE AFI. 15. sensibilidad [7]. En la figura 1.4 se muestra las características de respuesta del AGC simple y retardado.. Figura 1.4 Características de respuesta del AGC simple y retardado. AGC directo Un problema principal del AGC, tanto simple como demorado, es que los dos son formas de compensación post-AGC (después de lo sucedido). Con post-AGC, el circuito que vigila la intensidad de la portadora y suministra el voltaje de corrección AGC, está después de los amplificadores de FI, y en consecuencia, el solo hecho de que cambió el voltaje de AGC indica que puede ser demasiado tarde; la intensidad de la portadora ya cambió y se ha propagado por el receptor. Así, ni el AGC simple ni el retardado pueden compensar con exactitud los cambios rápidos de amplitud de la portadora. El AGC directo funciona igual que el AGC simple pero con la diferencia de que la señal de recepción se vigila más cerca del frente del receptor, y el voltaje de corrección alimenta directamente a los amplificadores de FI. En consecuencia, cuando se detecta un cambio en el nivel de señal, se puede compensar en las etapas siguientes. En la figura 1.5 se representa un receptor con AGC directo[3].. Figura 1.5 AGC directo.

(27) CAPÍTULO 1. RECEPTOR SUPERHETERODINO Y BLOQUE AFI. 16. 1.5 Conclusiones del capítulo En aras de cumplir el objetivo de este proyecto es notoria la importancia de la completa asimilación de todo el basamento teórico de los receptores superheterodinos y en especial de la parte de amplificación en frecuencia intermedia. Los conocimientos adquiridos han de corroborar que la función principal del receptor de radiofrecuencia es amplificar la señal recibida hasta el nivel de entrada del demodulador, eliminando interferencias y ruidos, con el objetivo de demodular la portadora para obtener la señal en banda base con la mayor calidad posible. Esto se hace difícil en la práctica debido a la diferencia que existen entre las diferentes estaciones en cuanto a potencia de salida y distancia, problema que se resuelve en gran medida con el circuito de AGC, encargado de que se detecte y demodule con igual calidad las diferentes señales. El principal tipo de receptor de acuerdo al esquema de conversión es el receptor superheterodino, su idea básica es desplazar la estación deseada a una frecuencia más baja denominada frecuencia intermedia la cual es fija, por lo que se obtiene una selectividad mayor. Dentro de la estructura del receptor superheterodino se encuentra la sección de FI, una de las principales etapas de este, pues es la que proporciona la mayor parte de la ganancia del receptor así como su selectividad, determinada esta última por las distintas tecnologías de filtros implementadas a nivel internacional..

(28) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 17. LNA-022 Y LNA-035. CAPÍTULO 2. ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS LNA-022 Y LNA-035. En el presente capítulo se realiza el estudio y análisis del canal de recepción del complejo coheteril VOLGA de la DAAFAR, en específico de algunos de los módulos implementados en la etapa AFI denominados LNA-022 y LNA-035, con el objetivo de adquirir conocimientos teóricos necesarios mediante la asimilación por ingeniería inversa. Para cumplir el fin predeterminado se analiza en detalle cada componente y circuito integrado del diagrama circuital de dichos módulos para establecer posibles resultados de funcionamientos y parámetros fundamentales de recepción. 2.1 El dominio VOLGA El dominio VOLGA es un complejo coheteril modernizado con tecnología de punta. En dicho complejo se realizan los controles de tiro y de funcionamiento general de la instalación desde una computadora comandada por el jefe de la dotación. Para ello, se utilizan dos aplicaciones denominadas “Volga Control” y “Unit Test”. La primera aplicación de software, se emplea para el control del trabajo combativo y la segunda para el control del estado técnico (Ver Anexos). Ambas aplicaciones están unidas a un elevado desarrollo electrónico, tanto analógico como digital de última generación, que permite el dominio y control de las antenas y rampas de lanzamiento, además brinda la posibilidad de obtener valores de azimut, elevación y distancia debido al canal de recepción implementado adicionalmente en este complejo . En el dominio VOLGA hay en total 18 tarjetas funcionales. De ellas, 5 están implementadas con electrónica programada y las 13 tarjetas restantes se implementan con electrónica analógica y digital. En el esquema de la figura 2.1, se ofrecen detalles sobre el enlace e interconexión funcional entre las tarjetas de este dominio..

(29) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 18. LNA-022 Y LNA-035. Figura 2.1 Esquema electrónico del dominio VOLGA. A continuación se listan todos los componentes del esquema ilustrado en la figura 2.1 así como las funciones principales de los mismos:  Caja eléctrica BK1, se encarga del intercambio de señales con la cabina de antenas.  Caja eléctrica BK3, se encarga del intercambio de señales con las rampas de lanzamiento (RL).  Puesto de trabajo 120, diseñado para el trabajo del operador de distancia.  Puesto de trabajo 220, diseñado para el trabajo del operador de ángulo de elevación (E).  Puesto de trabajo 320, diseñado para el trabajo del operador de azimut (B).  Monitor 110, para la labor del operador de distancia.  Monitor 210, para la labor del operador de ángulo de elevación (E).  Monitor 310, para la labor del operador de azimut (B).  Computadora de control del tiro, para la labor del Jefe de la dotación..

(30) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 19. LNA-022 Y LNA-035.  Tarjeta 132 (T132), se encarga de distribuir las señales que se aplican a los receptores.  Tarjeta 134 (T134) en función del receptor, por el plano de elevación (E), su función es amplificar las señales de FI que llegan desde la cabina de antenas y convertirlas en señales de video, por el canal del blanco y los canales de los artículos.  Tarjeta 135 (T135) en función del receptor, por el plano de azimut (B), su función es amplificar las señales de FI que llegan desde la cabina de antenas y convertirlas en señales de video, por el canal del blanco y los canales de los artículos.  Tarjeta 331, recibe los impulsos de los emisores de las antenas y los convierte al nivel de voltaje adecuado para el trabajo de los componentes digitales.  Tarjeta 332, amplifica las señales de mandos que se envían a la cabina de antenas, desde niveles TTL a niveles de 26V.  Tarjeta 3310, amplifica los impulsos que se envían a la cabina de antenas, desde niveles TTL a niveles de más de 40V.  Tarjetas 333 y 334, llevan a cabo la conversión de los mandos que se envían hacia las rampas de lanzamiento desde niveles TTL a niveles de +26V y también para bajar los voltajes de las señalizaciones que llegan de las rampas de lanzamiento, desde niveles de +26V a niveles TTL, adecuados al trabajo de los componentes digitales. La T333 dedicada a las RL 1, 2 y 3; la T334 para las RL 4, 5 y 6.  Tarjeta 231, se utiliza para obtener la referencia de la posición de las antenas y las RL, convirtiendo las fases de los selsines transmisores y de indicación en código binario, por los planos B y E.  Tarjeta 233, amplifica las señales de mando de giro del motor que introduce la predicción en el ángulo de tiro de las RL.  Tarjetas 234 y 235, amplifican los mandos de giro del motor que introduce el ángulo deseado de orientación de las antenas. La T234 dedicada al plano E y la T235 para el plano B..

(31) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 20. LNA-022 Y LNA-035.  Los bloques 430 y 440 contienen los motores, selsines y mecanismos, a través de los cuales se introducen las posiciones de las antenas y RL. El bloque 430 está dedicado al plano E y el 440 al plano B.  Tarjeta 335 (sincronizador), está implementada con electrónica programada. Elabora los impulsos de sincronismo de la transmisión y la recepción de señales, implementa y atiende las conmutaciones e indicaciones de los paneles de los bloques 320 y 420 y además realiza otras funciones.  Tarjeta 232 (SDA) está implementada con electrónica programada. Sirve de enlace para la dirección de las antenas y RL con la tarjeta 138, atiende las conmutaciones e indicaciones del panel del bloque 220 y además realiza otras funciones.  Tarjeta 139 (T139, imitador) está implementada con electrónica programada. Se encarga de conformar las señales de video para el trabajo imitado, atiende las conmutaciones e indicaciones del panel del bloque 120 y además realiza otras funciones.  Tarjeta 811 (PCI), está implementada con electrónica programada. Su función principal es posibilitar el intercambio de información entre la computadora de control del tiro y el resto del sistema.  Tarjeta 138 (T138, cálculo), está implementada con electrónica programada. Implementa todos los algoritmos y cálculos fundamentales para el funcionamiento de todos los sistemas del complejo [10]. 2.2 Descripción del canal de recepción Las señales reflejadas (ecos) que se reciben en las antenas de los planos E y B, llegan por la caja de conexiones BK1 desde la cabina de antenas, después de pasar por la parte de alta frecuencia de los receptores, donde fueron convertidas de super alta frecuencia (SAF) a frecuencia intermedia (FI), para ser aplicadas a la entrada de T132. En esta tarjeta se mezclan con las señales imitadas, utilizando las envolventes de video que llegan desde T139. En T132 se distribuyen para los receptores principales por los planos E y B (T134 y T135). En T134 y T135 se realiza la amplificación principal de las señales en frecuencia intermedia y también se convierten en video. Ambas tarjetas contienen los receptores para.

(32) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 21. LNA-022 Y LNA-035. el canal del blanco (por E y B), los receptores por los canales del artículo (por E y B), los receptores por el canal de correlación (por E y B) y los receptores por el canal GSHAB (por E y B). Las señales de salida de T134 y T135 se aplican a T138 en la cual se convierten en digital para el procesamiento según los algoritmos de funcionamiento del complejo. Los módulos amplificadores de FI LNA-035 y LNA-022 que se pretenden analizar, se encuentran montados en la tarjeta de circuitos impresos denominada T134 (explicada en el epígrafe anterior). La disposición de dichos módulos en T134 se puede visualizar en la imagen que se ofrece en la figura 2.2.. Figura 2.2 Imagen de la Tarjeta 134 donde se encuentran los módulos AFI. De acuerdo a lo mostrado en la figura anterior, en T134 se observan 8 canales receptores todos operando con un voltaje dc de 5V y 80 dB de ganancia máxima. Existen dos canales que están formados por los módulos AFI LNA-035, dos canales formados por los módulos AFI LNA-LOG035 y cuatro canales más formados por los módulos AFI LNA-022. Los primeros cuatro AFI están sintonizados a 35Mhz, siendo los primeros dos amplificadores lineales y los otros dos amplificadores logarítmicos. Por su parte los últimos cuatro AFI son.

(33) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 22. LNA-022 Y LNA-035. amplificadores lineales y están sintonizados a 22Mhz. T135 presenta las mismas características que T134, con la diferencia de que esta es usada por el plano azimut (B). Las estaciones que emplean receptores superheterodinos utilizan una etapa de frecuencia intermedia dividida en dos partes, una “etapa previa de amplificación de frecuencia intermedia” y una “etapa principal de amplificación de frecuencia intermedia”. La división en partes se debe a que el sistema está preparado para colocar una etapa alejada de la otra, por lo que la señal debe recorrer una distancia después de salir de la etapa previa, para lo cual se incluye, además, una cascada de concordancia adicional que refuerza la señal y adapta las impedancias. En la figura 2.3 se muestra un esquema en bloques del paso de la señal por la parte del receptor, sintonizada a la frecuencia de 35Mhz, desde la salida del mezclador hasta la salida de video.. Figura 2.3 Canal receptor de 35MHz. En la figura anterior se observa la existencia de dos mezcladores en 35Mhz; uno principal y otro adicional o complementario. La señal del mezclador del canal principal, luego de pasar por el amplificador previo (P51) pasa a la cascada de concordancia correspondiente (P53) y luego de transitar por T132 se le aplica a T134 y consecuentemente a los dos módulos de amplificación lineal LNA-035, uno para el canal principal y otro para el canal abierto, y también al módulo LNA-LOG035, para el canal principal del receptor logarítmico..

(34) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 23. LNA-022 Y LNA-035. La salida del 2do mezclador alternativo envía también la señal por su parte al correspondiente amplificador previo (P51B), para entregarla a su cascada de concordancia (P59), luego al amplificador principal ubicado en T134 e implementado la amplificación en el otro módulo LNA-LOG035, también para el receptor por su canal complementario logarítmico. En la figura 2.4 se muestra un esquema en bloques del paso de la señal por la parte del receptor, sintonizada a la frecuencia de 22Mhz, desde la salida del mezclador hasta la salida de video.. Figura 2.4 Canal receptor de 22MHz. En la figura anterior se observa que la señal de salida del mezclador, luego de pasar por. el amplificador. previo(P52) se inserta en. la. cascada. de. concordancia. correspondiente(P54), y luego en T132, de aquí salen 4 flujos FI que se insertan a través de T134 a los cuatro módulos LNA-022; tres de las salidas de cada LNA-022 independiente van a parar a tres canales del artículo respectivamente y el cuarto módulo utilizado se ocupa de amplificar la señal usada en el esquema de correlación [11]. 2.3 Caracterización teórica del módulo LNA-022 Básicamente el módulo LNA-022 se encuentra implementado con bloques de amplificación y filtrado formado principalmente por componentes integrados como el AD8331, filtro.

(35) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 24. LNA-022 Y LNA-035. SAW PBP-21.4, AD8367, AD8361 y AD8017. En la figura 2.5 se representa el diagrama circuital del módulo LNA-022. Figura 2.5 Circuito del módulo LNA-022. 2.3.1 Integrado AD8331 El componente integrado AD8331 es un amplificador de ganancia variable (VGA, del inglés variable gain amplifier) de simple canal y bajo ruido, utilizado hasta frecuencias de 120MHz, con rango de voltaje de entrada de ±275mV[12]. La figura 2.6 muestra el diagrama en bloques funcional del mismo.. Figura 2.6 Diagrama en bloque funcional del AD8331.

(36) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 25. LNA-022 Y LNA-035. El canal está constituido por un preamplificador de bajo ruido (LNA, del inglés low noise amplifier) que facilita la regulación de la impedancia de entrada, un VGA diferencial, y un posamplificador de ganancia programable que permite regular el límite del voltaje de salida. En la Tabla 2.1 se enuncian y describen los diferentes pines del integrado. Tabla 2.1 Descripción de los pines del AD8331. Pin No.. Nomenclatura. Descripción. 1. LMD. LNA. Señal de tierra.. 2. INH. LNA. Entrada.. 3. VPSL. LNA. Alimentación 5V.. 4. LON. LNA. Salida inversora.. 5. LOP. LNA. Salida no inversora.. 6. COML. LNA. Tierra.. 7. VIP. VGA. Entrada no inversora.. 8. VIN. VGA. Entrada inversora.. 9. MODE. Entrada lógica para la pendiente de la ganancia.. 10. GAIN. Voltaje de control de la ganancia.. 11. VCM. Voltaje modo común.. 12. RCLMP. Nivel de salida limitado.. 13. HILO. Selección del rango de ganancia.. 14. VPOS. VGA. Alimentación 5V.. 15. VOH. VGA. Salida no inversora.. 16. VOL. VGA. Salida inversora.. 17. COMM. VGA. Tierra.. 18. ENBV. Habilita VGA.. 19. ENBL. Habilita LNA.. 20. COMM. VGA. Tierra.. El LNA convierte una entrada simple a una salida diferencial con ganancia de voltaje de 19 dB, donde cada una de las salidas del LNA es capacitivamente acoplada a las entradas del VGA. El VGA consiste de un atenuador con un rango de 48 dB seguido por un amplificador con 21 dB de ganancia, para un rango neto de ganancia desde -27 dB hasta +21 dB. La etapa final es un amplificador programable lógico con ganancias de 3.5 dB o.

(37) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 26. LNA-022 Y LNA-035. 15.5 dB dependiendo de los modos de ganancia bajo (LO, del inglés low) y alto (HI, del inglés high), determinado por el pin HILO. El rango global de ganancia del AD8331 es 48 dB, extendiéndose desde 4.5 dB hasta +43.5 dB o desde +7.5 dB hasta +55.5 dB, dependiendo de la configuración del pin HILO. La pendiente de la interfaz de control de ganancia (lineal en dB) es 50 dB / V, y el rango de voltaje de control de la ganancia por el pin GAIN (VGAIN) es desde 40 mV hasta 1 V, conduciendo a las siguientes expresiones para la ganancia (GAIN): Cuando el pin MODE está en bajo: ⁄. (2.1). ⁄. (2.2). Cuando el pin MODE está en alto: ⁄. (2.3). ⁄. (2.4). En la figura 2.7 se representa la respuesta en frecuencia del AD8331 para varios valores de VGAIN en modo de ganancia HI.. Figura 2.7 Respuesta en frecuencia para varios valores de VGAIN, HILO=HI. Acople de impedancia activa y cifra de ruido El LNA soporta acople de impedancia activa (active impedance match) a través de una resistencia de realimentación externa del pin LON al pin INH, denominada RFB, de ahí la resistencia de entrada RIN es obtenida por la ecuación: RIN. (2.5).

(38) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 27. LNA-022 Y LNA-035. Donde A es la ganancia de 4.5, y 6 k. es la impedancia de entrada en configuración no. terminada (unterminated). El ancho de banda es aproximadamente 130 MHz para acople de impedancia de entrada desde 50 hasta 200. y disminuye para impedancias de fuente más altas, en cambio, para. impedancia de entrada no terminada (RFB= ) es aproximadamente de 80 MHz. La figura 2.8 representa las distintas configuraciones de entrada.. Figura 2.8 Configuraciones de entrada. En la figura 2.9 se muestran algunas simulaciones brindadas por el fabricante acerca del ruido en las configuraciones de entradas empleadas en el AD8331.. Figura 2.9 NF vs Rs para entradas no terminada, acople activo y terminación resistiva.. Se evidencia en las curvas de la figura anterior que con la configuración de entrada no terminada se logra menor contribución al ruido que con las demás configuraciones, presentándose en las curvas siempre la mayor NF para acoples de impedancia cercana a 50Ω. Limitación de voltaje de salida opcional El pin RCLMP en el AD8331 provee al usuario una manera de limitar el voltaje de salida. El voltaje limite pico a pico es ajustado por una resistencia a tierra. En la Tabla 2.2 se.

(39) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 28. LNA-022 Y LNA-035. muestran varios niveles de voltajes y los valores de resistencias correspondientes, cuando el pin RCLMP no está conectado, el nivel de voltaje por defecto es 4.5Vp-p[13]. Tabla 2.2. Valores de resistencias recortadoras. Valor de resistencia (kΩ). Valor de resistencia (kΩ). Nivel de salida (V p-p). HILO=LO. HILO=HI. 0.5. 1.21. 1.0. 2.74. 2.21. 1.5. 4.75. 4.02. 2.0. 7.5. 6.49. 2.5. 11. 9.53. 3.0. 16.9. 14.7. 3.5. 26.7. 23.2. 4.0. 49.9. 39.2. 4.4. 100. 73.2. 2.3.2 Filtro SAW PBP-21.4 El filtro PBP-21.4 opera como según indica su nombre con frecuencia central de 21.4 MHz, con acople de impedancia para 50. y 1.5 dB de pérdidas de inserción, presenta un ancho. de banda a 3dB de aproximadamente 7 MHz. En la figura 2.10 se representa la respuesta en frecuencia del mismo[14].. Figura 2.10 Respuesta en frecuencia del filtro SAW PBP-21.4.

(40) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 29. LNA-022 Y LNA-035. 2.3.3 Integrado AD8367 El AD8367 es un amplificador de ganancia variable de 45dB, con voltaje máximo de entrada de 700mVp-p. Este presenta control de ganancia (lineal en dB) para uso de bajas frecuencias hasta algunos cientos de MHz[15]. En la figura 2.11 se muestra el diagrama en bloques funcional.. Figura 2.11 Diagrama en bloques funcional del AD8367. La entrada es aplicada a una red resistiva en escalera de 200 , teniendo nueve secciones de 5dB de pérdida cada una, para una atenuación total de 45 dB. El atenuador es seguido por un amplificador de ganancia fija de 42.5 dB, esencialmente un amplificador operacional con un producto ancho de banda-ganancia de 100GHz, siendo el mismo muy lineal hasta en las altas frecuencias. Este presenta además un bloque detector de ley cuadrática, útil en aplicaciones de AGC. En la tabla 2.3 se representa la descripción funcional de los pines. Tabla 2.3. Descripción de los pinesdelAD8367. Pin No.. Nomenclatura. Descripción. 1,7,14. ICOM. Señal común. Conectado a tierra.. 2. ENBL. Un HI activa el dispositivo.. 3. INPT. Entrada de señal. 200Ω a tierra.. 4. MODE. Pendiente de la ganancia.. 5. GAIN. Voltaje de control de la ganancia.. 6. DETO. Salida del detector.. 8. OCOM. Conectado a tierra.. 9. DECL. Pin de desacople.. 10. VOUT. Salida de señal.. 11. VPSO. Voltaje de alimentación positivo. 2.7V a 5.5V.. 12. VPSI. Voltaje de alimentación positivo. 2.7V a 5.5V.. 13. HPFL. Conexión del filtro paso alto..

(41) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 30. LNA-022 Y LNA-035. La interface de control de ganancia presenta escala de 20mV/dB y voltaje de control VGAIN de 50mV a 950mV para valores desde -2.5dB hasta +42.5dB. En el modo de operación de ganancia inversa, seleccionado por el pin MODE, la ganancia decrementa de +42.5dB para VGAIN=50mV a -2.5dB para VGAIN=950mV, este modo es necesario en aplicaciones de AGC. La función de transferencia ideal, lineal en dB, es conseguida por la ecuación: Cuando el pin MODE está en bajo (2.6) Donde VGAIN es expresado en volts, y el factor de escala es 50dB/V (20mV/dB) Cuando el pin MODE está en alto (2.7) En las figuras 2.12 y 2.13 se representa la ganancia para varias frecuencias en función de VGAIN y la respuesta en frecuencia para varios valores de VGAIN respectivamente.. Figura 2.12 Ganancia vs VGAIN (modo LO. Figura 2.13 Ganancia vs Frecuencia para. y modo HI). varios valores de VGAIN. Se evidencia en las figuras anteriores la respuesta lineal en dB para los modos de ganancia inversa y directa con escala de 20mV/dB y el gran ancho de banda que presenta este integrado para cada nivel de voltaje en el pin GAIN. Cifra de ruido El AD8367 consiste de un atenuador variable pasivo seguido por un amplificador de ganancia fija, por lo que las características de ruido como función de la ganancia de voltaje son fácilmente predichas. El ruido referido a la entrada incrementa en proporción al nivel.

(42) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 31. LNA-022 Y LNA-035. de atenuación. La figura 2.14 muestra la NF como una función de VGAIN para el modo HI en el pin MODE, de aquí que la mínima NF de 7.5dB ocurre a la ganancia máxima e incrementa 1dB por cada 1dB de reducción en la ganancia[16].. Figura 2.14 NF vs. VGAIN (Rsource = 200 Ω). Detección rms El AD8367 contiene un detector de ley cuadrática que mide la señal de salida y la compara con un nivel de voltaje de 354 mVrms el cual corresponde a una onda sinusoidal de 1Vp-p . Una diferencia entre la salida y este valor genera una corriente que es integrada por un capacitor externo, denominado CAGC, conectado del pin DETO a tierra, para proveer un voltaje de AGC. El voltaje resultante es usado como una polarización de AGC. Para esta aplicación el pin MODE es puesto a un nivel bajo de voltaje y el pin DETO es unido al pin GAIN. El nivel de señal de salida es regulado a 354 mVrms, desde entonces en el modo AGC la señal de salida es forzada al nivel de voltaje de 354 mVrms (-9.02dBVrms). La siguiente ecuación puede ser usada para expresar la fortaleza de la señal recibida, VINRMS, en términos del voltaje de polarización de AGC VDETO, (2.8) Donde Para cambios pequeños en el nivel de señal de entrada, VDETO responde con una constante de tiempo, τAGC, que es proporcional a CAGC, (2.9) donde un capacitor interno de 5pF ha sido unido con el capacitor externo para obtener CAGC[17]..

(43) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 32. LNA-022 Y LNA-035. 2.3.4 Integrado AD8361 El AD8361 es un detector para uso en receptores de alta frecuencia, cercano a 2.5GHz. Es usado principalmente para medir señales con alta razón pico-rms. La salida es una respuesta lineal de voltaje dc con una ganancia de conversión de 7.5 V/Vrms. En la figura 2.15 se representa el diagrama en bloques funcional del integrado[18].. Figura 2.15 Diagrama en bloques funcional. La señal a ser medida es aplicada a la entrada de la primera célula cuadrática, la cual presenta una resistencia nominal de 225. entre los pines RFIN y COMM (conectado a. tierra). Un capacitor de acoplamiento Cc es requerido porque el pin de entrada está a un voltaje de polarización de aproximadamente 0.8 V, lo que modifica en combinación con la resistencia de entrada RIN, la frecuencia de esquina del paso alto (f3dB) dada por la ecuación, (2.10) Haciendo este capacitor (Cc) un componente externo, el rango de medidas puede ser extendido aproximadamente a bajas frecuencias[19]. El voltaje de entrada, Vin, es aplicado a la célula cuadrática la cual genera una corriente proporcional al cuadrado de Vin. Esta es aplicada a una resistencia de carga interna a través de la cual un capacitor está conectado. Este conjunto forma un filtro paso bajo, el cual extrae el término medio del cuadrado de Vin. El voltaje a través del filtro paso bajo donde la frecuencia puede ser arbitrariamente baja es aplicado a una entrada del amplificador de.

(44) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 33. LNA-022 Y LNA-035. error. Una segunda célula cuadrática idéntica que eleva el voltaje al cuadrado es usada para cerrar el lazo de realimentación negativa alrededor del amplificador de error. Cuando el voltaje en la entrada de la segunda célula cuadrática es igual al valor rms de Vin, el lazo se encuentra en un estado estable, y la salida representa entonces el valor rms de la entrada. La razón de realimentación es nominalmente 0.133, haciendo la ganancia de conversión de rms a dc de 7.5. En la Tabla 2.4 se muestra la descripción funcional de los pines. Tabla 2.4. Descripción de los pines del AD8361 Pin No.. Nomenclatura. Descripción. 1. VPOS. Voltaje de alimentación. 2.7V a 5.5V.. 2. IREF. Control de referencia de salida.. 3. RFIN. Entrada de señal.. 4. PWDN. Para que el dispositivo opere como un detector este necesita una entrada lógica baja, menor que 100mV.. 5. COMM. Tierra.. 6. FLTR. Un capacitor entre este pin y VPOS baja la frecuencia de esquina de la modulación.. 7. VRMS. Salida.. 8. SREF. Control de referencia a fuente, puede ser conectado a VPOS y a COMM.. El AD8361 presenta 3 modos de operación dados por las conexiones de los pines SREF e IREF, donde cada modo presenta un intercepto a la salida diferente. La Tabla 2.5 resume las conexiones, función de transferencia de salida y voltaje de salida mínimo (con señal cero) para cada modo y las figura 2.16 y 2.17 representan los voltajes de salida contra valores de voltaje de entrada para varios valores de frecuencia y voltaje de alimentación respectivamente[20]..

(45) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 34. LNA-022 Y LNA-035 Tabla 2.5. Conexiones y función de transferencia nominal para modo de referencia a tierra, interna y fuente. Modo de referencia. IREF. SREF. Intercepto de salida(sin señal). Salida. Tierra. VPOS. COMM. 0. 7.5 VIN. Interna. Abierto COMM. 0.350V. 7.5 VIN+0.350V. Fuente. VPOS. Vs/7.5. 7.5VIN+VS/7.5. VPOS. Figura 2.16 Salida vs entrada para varios. Figura 2.17 Salida vs entrada para varios vol-. valores de frecuencia. tajes de alimentación. 2.3.5 Integrado AD8017 El AD8017 es un amplificador dual de alta velocidad que logra nuevos niveles de ancho de banda, potencia y distorsión bajo corrientes de cargas fuertes. Su gran desempeño dinámico (incluyendo ruido) es el resultado de un proceso bipolar de alta velocidad y una nueva arquitectura de diseño. En la figura 2.18 se representa la configuración de los pines de este.. Figura 2.18 Configuración de los pines del AD8017.

(46) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 35. LNA-022 Y LNA-035. El gran ancho de banda, cercano a los 100MHz, y la rápida razón de cambio (slew rate) del AD8017 mantiene la distorsión a un mínimo, con poca disipación de potencia y con un consumo de corriente de 7mA. En las siguientes figuras se representan respuestas de frecuencia del AD8017 para voltajes de suministro de. 6V y. 2.5V, y para varios valores. de ganancia[21].. Figura 2.19 Respuesta de frecuencia, Vs. Figura 2.20 Respuesta de frecuencia, Vs. Figura 2.21 Voltaje de salida vs. Frecuencia,. Figura 2.22 Voltaje de salida vs. Frecuencia,. Vs. Vs. La ganancia del AD8017 se mantiene similar a los amplificadores operacionales comunes: Para operación no inversora Para operación inversora Donde: G=ganancia (adimensional). (2.11) (2.12).

(47) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 36. LNA-022 Y LNA-035. RF=resistencia de realimentación conectada entre la salida y la entrada ( ) RG=resistencia vista desde la entrada a tierra ( ) 2.4 Caracterización teórica del módulo LNA-035 En la figura 2.23 se representa el diagrama circuital del módulo LNA-035. Este módulo se encuentra implementado en un circuito muy similar al módulo LNA-022. Presenta bloques de amplificación y filtrado formado principalmente por los integrados AD8331, filtro SAW LBN03501, AD8367, AD8361, AD8017 y ADG736. La explicación concerniente al funcionamiento de los integrados AD8331, AD8367, AD8361 y AD8017 será obviada en este epígrafe por haberse analizado con anterioridad en epígrafes anteriores.. Figura 2.23 Circuito del módulo LNA-035. 2.4.1. Filtro SAW LBN03501 El filtro implementado en el módulo es de tipo SAW, denominado LBN03501. Opera con frecuencia central típica de 35.375 MHz y con pérdidas de inserción cercana a 25.2 dB..

(48) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 37. LNA-022 Y LNA-035. Presenta un ancho de banda de 3 dB y 40 dB próximo a 7.76 MHz y 9.76 MHz respectivamente, logrando con esto buena característica de selectividad. En la figura 2.24 se muestra la respuesta en frecuencia del filtro SAW LBN03501[22].. Figura 2.24 Respuesta en frecuencia del filtro SAW LBN03501. 2.4.2. Integrado ADG736 El ADG736 es un dispositivo monolítico que involucra dos conmutadores CMOS independientes. Estos son diseñados con un proceso que provee baja disipación de potencia, alta velocidad de conmutación, baja resistencia en conducción (4.5. máximo a. 5V) y gran ancho de banda (mayor que 200MHz). Puede operar con una simple fuente con valores desde +1.8V a +5.5V. En la figura 2.25 se muestra el diagrama en bloques funcional del mismo para un „1‟ lógico en la entrada.. Figura 2.25 Diagrama en bloques funcional del ADG736 para un „1‟ lógico en la entrada.

(49) CAPÍTULO 2: ASIMILACIÓN MEDIANTE INGENIERÍA INVERSA DE LOS MÓDULOS. 38. LNA-022 Y LNA-035. Cada conmutador conduce igualmente en ambas direcciones y tienen un rango de señal de entrada que se extiende desde 0V hasta VDD. Las señales de control digitales van hasta 0.8V para un nivel bajo, así como de 2.4V a VDD para un nivel lógico alto, aplicadas estas por el pin de entrada de control lógico IN[23]. 2.5 Conclusiones del capítulo El dominio Volga es un moderno complejo coheteril en donde el tiro y el control del funcionamiento del complejo se realizan desde la computadora, con dos aplicaciones denominadas Volga Control y Unit Test. En su estructura está compuesto en general por tres canales: canal de recepción, canal de conversión de las señales y canal de giro de las antenas y RL. El canal de recepción está formado principalmente por T132 que tiene la función de distribuir las señales que se aplican a los receptores, y por T134 (por el plano E) y T135 (por el plano B), que tienen el objetivo de amplificar las señales de frecuencia intermedia que llegan desde la cabina de antenas para posteriormente convertirlas en señales de video por el canal del blanco y de los artículos. Los amplificadores lineales determinados por los módulos LNA-022 y LNA-035 se encuentran montados en T134 y T135. Están compuesto por etapas sucesivas de amplificación, filtrado y detección. Ambos presentan un amplificador de ganancia variable denominado AD8331, filtros de tipo SAW en sus respectivas bandas de frecuencia, amplificador de ganancia variable con una salida de detección llamado AD8367, el integrado AD8361 que realiza función de detector, y otro amplificador formado por el componente integrado AD8017 como etapa final, que es el que entrega la señal de video para su posterior procesamiento y representación en los monitores del complejo coheteril..