Modulación de doble desplazamiento de fase para reducir la potencia reactiva en un convertidor DC-DC de doble puente activo

ACTIVO

STEPHANY CATHERIN SANDOVAL CASTRO DAVID EDUARDO CARMONA TORRES

UNIVERSIDAD DISTRITAL FRANCISCO JOSÉ DE CALDAS FACULTAD DE INGENIERÍA

INGENIERÍA ELECTRÓNICA Bogotá, D.C.

MODULACIÓN DE DOBLE DESPLAZAMIENTO DE FASE PARA REDUCIR LA POTENCIA REACTIVA EN UN CONVERTIDOR DC-DC DE DOBLE PUENTE

ACTIVO

STEPHANY CATHERIN SANDOVAL CASTRO 20111005054 DAVID EDUARDO CARMONA TORRES 20111005065

Proyecto de grado

Director: Javier Antonio Guacaneme Moreno Modalidad: Investigación - Innovación

UNIVERSIDAD DISTRITAL FRANCISCO JOSÉ DE CALDAS FACULTAD DE INGENIERÍA

INGENIERÍA ELECTRÓNICA Bogotá, D.C.

"Esta investigación es financiada por el Fondo Nacional para la financiación de la ciencia, la tecnología y la innovación "Fondo Francisco José de Caldas" del Departamento

Agradecimientos

Quiero agradecer a Dios, por mi vida y por llenarla de de grandes bendiciones, por permitirme conocer personas maravillosas, que han dejado huella en mi corazón, y por llenarme siempre de fortaleza y de amor para afrontar cada momento y llegar a donde estoy.

A mis padres Esperanza y Luis me enseñaron que solo con disciplina y trabajos se logran grandes cosas, gracias a su formación y confianza en mí pude levantarme en momentos difíciles.

A mi hermana Karen por ser mi confidente y cómplice de mil locuras, logrando ser siempre un escape en los momentos estresantes.

A mis profesores que con cada una de sus enseñanzas han marcado mi vida y me han hecho crecer como persona a nivel intelectual y personal, en especial al profesor Javier Guacaneme por su apoyo incondicional y su paciencia, el siempre fue el polo a tierra para poder llevar a cabo este proyecto, llenándonos siempre de su buena energía.

Agradezco a David Carmona mi compañero de tesis, pero más que eso, un amigo incondicional, con el cual pude compartir gran parte de este camino, fue un placer vivir esta aventura contigo y espero que vengan muchas más, gracias por siempre estar dispuesto a escucharme, y aguantarme.

A mis padrinos Gustavo y Carolina por llenar mi vida de grandes enseñanzas y ser mi polo a tierra cuando muchas veces no he sabido qué hacer.

A la Universidad Distrital Francisco José de Caldas por convertirse en mi segundo hogar y permitir formarme.

Agradezco a José Manuel Vargas por ser un gran amigo, seguirme en todas mis locuras, y aconsejarme siempre.

Agradezco a todos mis amigos por ser una apoyo incondicional siempre , y llenar mi vida de grandes momentos y sacarme siempre una sonrisa: David Carmona, Manuel Vargas, Maria Fernanda Vargas, Maria Fernanda Cruz, Andres Fuentes, Dilan Serrano, Alex Morales, Ferney Castañeda, Juliana Garzon, Santiago Galindo, Alejandro Cortés y Laura Scarpetta .

Agradecimientos

Doy gracias a Dios, por darme la oportunidad de vivir y por estar conmigo en cada paso que doy, por fortalecer mi corazón e iluminar mi mente y por haber puesto en mi camino a aquellas personas que han sido mi soporte y compañía durante todo el periodo de estudio.

Agradezco a mi tío Elkin, pues su incondicional apoyo me llevo a donde estoy, él ha sido una parte muy importante para llevar a cabo esta etapa de mi vida, sus enseñanzas y su experiencia me han inspirado para formarme como ingeniero.

A mi abuela Merceditas, Porque gracias a su apoyo consejos y oraciones, he llegado a realizar la más grande de mis metas. La cual constituye la herencia más valiosa que pudiera recibir, te amo.

A mis padres Stella y Juan Carlos, por darme la vida, quererme mucho, creer en mí y porque siempre me han apoyado. Gracias papás por darme una carrera para mi futuro, todo esto se los debo a ustedes.

A mi hermana Ana María, por ser un apoyo en todo momento, divertirme en los peores momentos, y ser la mejor compañía.

Mis abuelos Josefa y Orlando, por quererme y apoyarme siempre, esto también se lo debo a ustedes.

A mi tío José, por estar pendiente y confiar en mí, estar siempre cuando lo necesito y creer en que soy capaz.

A nuestro docente director Javier Guacaneme por su gran apoyo y motivación para la culminación de nuestros estudios profesionales y para la elaboración de esta tesis.

A mi compañera de tesis Stephany Sandoval, por su dedicación, tolerancia y principalmente por su amistad, Amigos por siempre.

Al grupo de investigación LIFAE por aceptarnos en su grupo, facilitarnos los implementos, y por hacer esto un poco más fácil.

A la Universidad Distrital Francisco José de Caldas, por formarme, y Permitirme ser miembro de su comunidad.

A esos amigos, con los que nos apoyamos en nuestra formación profesional y que hasta ahora, seguimos siendo amigos, gracias por su amistad y gracias por su apoyo: Stephany Sandoval, Jhonathan Ramírez, María Fernanda Vargas, José Manuel Vargas, Laura Scarpetta, María Fernanda Cruz y Alex Morales.

GRACIAS A TODOS…

DEDICATORIA

Para mis padres Stella y Juan Carlos, por ser el pilar fundamental en todo lo que soy, en toda mi educación, tanto académica, como de la vida, por su incondicional apoyo perfectamente mantenido a través del tiempo.

Todo este trabajo ha sido posible gracias a ellos. Y quiero decirles que vamos por más, los amo.

DAVID CARMONA.

Le dedico este trabajo a mis padres Esperanza y Luis los cuales se han desvivido para permitir que este sueño hoy sea realidad, que gracias a su gran amor, su educación hoy soy lo que soy, y estoy segura que es un peldaño más de cosas grandes que han de venir, se lo dedico con todo mi amor a mi hermana Karen como muestras de que aunque a veces el camino sea un poco difícil, siempre hay que disfrutar cada pasa, la recompensa será satisfactoria si se hacen las cosas con el corazón.

Todos es posible si así lo sueñas.

Y nunca hay que dejar de sonreír. Los amo.

ÍNDICE

ÍNDICE………...I ÍNDICE DE FIGURAS………...IX ÍNDICE DE TABLAS………..…..XI LISTADO DEACRÓNIMOS………...XII

1. CAPÍTULO 1………..14

1.1Introducción...……….…….……….15

1.2Planteamiento del problema………..16

1.3Objetivos………...17

1.3.1 Objetivo general………...………..17

1.3.2 Objetivos específicos……...………..17

1.4 Justificación………....………..18

2. CAPÍTULO 2………..19

2.1 Marco teórico………..………..20

2.1.1 Convertidores DC- DC unidireccionales………...20

2.1.1.1 Reductor o “Buck”...20

2.1.1.2 Elevador o “Boost”...20

2.1.1.3 Elevador-Reductor o “Flyback”...21

2.1.2 Convertidores DC-DC Bidireccionales………..22

2.1.2.1 Convertidor de doble puente completo bidireccional sin bobina………22

2.1.2.2 Convertidor de doble medio puente bidireccional………..22

2.1.2.3 Puente completo bidireccional con esquema unificado para conmutaciones .. hhhhhhhh suaves y capacidad de arranque desde tensión cero en modo…. …………....elevador………...23

2.1.2.4 Convertidor medio puente y “push-pull” bidireccional………..24

2.1.2.5 Conmutación a cero corriente (ZCS)...24

2.1.2.6 Conmutación a cero voltaje (ZVS)...24

2.2 Estado del arte………...27

2.2.1 DAB………...27

2.2.1.1 Flujo de potencia……….30

2.2.1.2 Configuraciones del DAB………...32

2.2.1.3 Análisis de estados de funcionamiento…. ...……….……….33

2.2.1.4 Conmutación suave a cero tensión………....36

2.2.2 Estrategias de modulación………..37

2.2.2.1 Modulación SPS………..37

2.2.2.2 Modulación EPS....………..37

2.2.2.3 Modulación DPS...………..38

2.2.2.4 Modulación TPS....……….38

3. CAPÍTULO 3………....40

3.1 Diseño del DAB etapa de potencia……….………..41

3.1.2 Cálculos de diseño SPS……....………..41

3.1.3 Elección de dispositivos……….43

3.1.3.1 Transformador y bobina………..43

3.1.3.2 Semiconductor……….44

4. CAPÍTULO 4……….51

4.1 Simulación……….52

4.1.1 Parámetros de simulación………..52

4.1.2 Simulación ideal del DAB con SPS………...53

4.1.3 Simulación ideal del DAB con DPS………..56

4.2 Comparación SPS vs DPS……….59

4.3 Simulación real del DAB con SPS………60

4.4 Simulación real del DAB con DPS………...62

5. CAPÍTULO 5………..………...63

5.1 Implementación………..………...64

5.1.1 Implementación de las estrategias de modulación……….64

5.2 DAB………..65

5.2.1 Puentes activos………...65

5.2.2 Transformador e inductancia………..66

5.2.3 Etapa de acondicionamiento………..67

5.2.4 Dispositivos de medición………...68

5.3 Análisis de resultados………....69

5.3.1 Análisis comportamiento tensión………...70

5.3.2 Análisis comportamiento de corriente………...72

5.3.3 Análisis flujo de potencia………...74

5.4 Análisis de potencia activa………... 75

5.4.1 Análisis de potencia reactiva……….……….76

5.4.2 Análisis de la conmutación suave ZVS………..77

6. CAPÍTULO 6……….79

6.1 Conclusiones……….88

6.2 Trabajos Futuros………81

REFERENCIAS……..………82

ANEXOS………..86

a. Código modulación DPS……….86

ÍNDICE DE FIGURAS

Figura 1. Convertidor reductor. (a) Convertidor DC-DC reductor. (b) Circuito equivalente cuando el

interruptor está cerrado. (c) Circuito equivalente cuando el interruptor está abierto………..20

Figura 2. Convertidor elevador. (a) Esquema del circuito. (b) Circuito equivalente cuando el interruptor está cerrado. (c) Circuito equivalente cuando el interruptor está abierto………21

Figura 3. Convertidor reductor-elevador. (a) Esquema del circuito. (b) Equivalente del circuito cuando el interruptor está cerrado. (c) Equivalente del circuito cuando el interruptor está abierto………...……….21

Figura 4.Convertidor bidireccional doble puente sin bobina………22

Figura 5. Convertidor doble medio puente bidireccional………..……....23

Figura 6. Convertidor de puente completo bidireccional, con conmutaciones suaves y capacidad de arranque a tensión cero en modo elevador……….…………..23

Figura 7.Convertidor Medio Puente y Push-Pull Bidireccional……….….……....24

Figura 8. (a) Conmutación a cero corriente (ZCS). (b) Conmutación a cero voltaje…….………..25

Figura 9. Modos de voltaje en el interruptor resonante. (a) Notación general. (b) Implementación para modo de media onda (c) Implementación para onda completa………..………...25

Figura 10. Convertidor elevador. (a) Estructura básica del circuito. (b) Equivalencia en estado estacionario del circuito (c) Implementación ZVS………..……….26

Figura 11.DAB (convertidor de puente completo dual)...28

Figura 12. Modelo simplificado del DAB monofásico……….……..………..28

Figura 13.Señales de tensión y corriente en el DAB cuando Vac1 > Vac2……….……...29

Figura 14.Señales de tensión y corriente en el DAB cuando Vac1 < Vac2……….……...29

Figura 15.Señales de tensión y corriente en el DAB cuando Vac1=Vac2……….…….30

Figura 16. Potencia de salida vs desfase……….….……..31

Figura 17.Flujo de potencia (a) flujo directo (b) flujo inverso……….….……...31

Figura 18.Topologías DAB a) con ZVS , b)active-clamp snubber, c) passive-clamp snubber,(d) amortiguación de retroceso, (e) medio puente alimentado por voltaje con doblador de tensión, (f) convertidor hibrido, (g)convertidor ZVS-ZCS converter, (h)convertidor serie resonante, (i) topología con diferentes capacitores resonantes, (j) con LLC tanque resonante……….………..….………32

Figura 19.Esquema completo del convertidor DAB……….………….….…….33

Figura 20. Análisis de dispositivos en conducción con modulación SPS………...…….34

Figura 21.Voltaje primario, voltaje secundario del transformador, tensión y corriente en la inductancia (a) cuando 0 <De<Di <1, (b) cuando 0<Di <De<1……….………...35

Figura 22.(a) Rama resonante primer puente, (b) Corriente mínima en la inductancia cuando T1 está desactivado………37

Figura 23.(a) control SPS. (b) control EPS. (c) control DPS. (d) control TPS………...…………..39

Figura 24. Señal de corriente el Lf, (a) ángulo nominal 50°, (b) ángulo nominal 90°….……….42

Figura 25.Núcleo de ferrita para el transformador de alta frecuencia………...43

Figura 26.Núcleo para la bobina externa……….………....44

Figura 27.Diagrama de flujo diseño modulación DPS en Psoc® 5lp……….……..………..45

Figura 28. Diagrama del hardware para la implementación de DPS en Psoc® 5lp……….…….………..46

Figura 29. Configuración PWM1 (referencia), 50% de ciclo útil, T=100 us……….…….…………47

Figura 30.Señal S1, señal de disparo 80 ns para el desfase y señal S3……….…….…………47

Figura 31. Señales principales S1,S3,S5 y S7, (a) desfase interno y externo en 0°, (b) desfase interno en 45° y externo en 0°……….…….….48

Figura 32. Señales S1,S3,S5 y S7, (a) Desfase interno y desfase externo 0°; (b) Desfase interno 45° y desfase externo 45°; (c) Desfase interno 45° y desfase externo 90°; (d) Desfase interno 90° y desfase externo 45°; (e) Desfase interno 0° y desfase externo 45°; (f) Desfase interno -90° y Desfase externo -45°……….……..49

Figura 33.S1,S3,S5 y S7 y sus complementarias S2, S4, S6 y S7, (a) desfase interno y externo en 0°; (b) desfase interno -90° y desfase externo en 90°…………..…...50

Figura 34. Esquema del convertidor, (a) circuito general; (b) módulo puente 1; (c) módulo puente….…….53

Figura 35.Pulsos de activación para los ocho MOSFETs, Voltaje en el primario Vp, corriente en la inductancia iL para SPS………..………...54

Figura 37.Corriente de salida io con un desfase de 90°……….….…...55

Figura 38.Flujo de potencia usando SPS……….…....56

Figura 39.Pulsos de activación para los ocho MOSFETs, Voltaje en el primario Vp, corriente en la inductancia iL para modulación DPS……….…...57

Figura 40.Vs, Vp, VL y iL; (a) 0<De<Di<1, (b) 0<Di<De<1 (c)-1<De<Di<0, (d) -1<De<Di<0, (e)(g) Di (+), De(-), (f)(h) Di (-) De(+)... ...58

Figura 41. Comportamiento de la potencia de salida con respecto a el De y Di……….…...59

Figura 42. Potencia instantánea cuando se entregan 10 kW, (a) SPS ángulo De =50°, (b) DPS ángulo De =90° ángulo Di=50°………60

Figura 43.Corriente y tensión en la inductancia De=90°………..61

Figura 44.Flujo de potencia con SPS con parámetros ideales vs parámetros reales………...……...61

Figura 45. Corriente y tensión en la inductancia, (iL) y (VL), (a) Di=50°, De=90°, (b) Di=90°, De=50°...62

Figura 46. Montaje de la etapa de modulación con el Psoc® 5lp……….……64

Figura 47.Visualización del desfase interno y externo actual………...65

Figura 48. Módulo de IGBT de Semikron® AN-8005..……….…..65

Figura 49.Núcleo para el transformador de alta frecuencia………...66

Figura 50.Transformador y bobina resultante……….…....67

Figura 51. Conversor de TTL a CMOS………...68

Figura 52.Sensor de corriente de efecto hall acs712-20A………...69

Figura 53.Señales de salida de parte AC de cada puente.(a) sin desfase (b) modulación DPS con un desfase interno de 45° y un desfase externo de 25°………...69

Figura 54.Forma de onda experimental de la corriente en la bobina, (a) con un desfase externo 25° a una frecuencia de 20 kHz; (b) un desfase externo de 45° a una frecuencia de 10 kHz………...70

Figura 55.Comparación real vs ideal casos de modulación según ángulo de desfase (Di) y (De), (a) Di=0°, De=0°; (b) Di=0°, De=-90° ; (c) Di=90°,De=45°; (d) Di=45°, De=90°; (e) 75°,De=-90°; (f) Di=-90°,De=90°…....………...…72

Figura 56.Comparación entre las señales obtenidas en la práctica y las simuladas, (a) Di=0°, De=45°; (b) Di=45°; De=45°; (c) Di=90°. De=45°; (d) Di=45°, De=90°………...74

Figura 57. Flujo de potencia V1 y V2………...75

Figura 58. Curva del Flujo de potencia con respecto al desfase interno y externo……….……...76

Figura 59.Flujo de potencia reactiva según la variación del desfase interno……….……...77

Figura 60.Evidencia de conmutación suave ZVS, (a) modulación SPS; (b) modulación DPS……….……....78

ÍNDICE DE TABLAS

Tabla 1. Dispositivos de conducción según el intervalo……….35

Tabla 2. Parámetros generales para el DAB monofásico………..41

Tabla 3.Parámetros para la elección de Dispositivos………...……43

Tabla 4.Parámetros de los Semiconductores……….……..44

Tabla 5. Parámetros de simulación Psim® 6.0………..……….…....52

Tabla 6.Parámetros transformador………..………....…66

Tabla 7.Valores del conversor TTL a CMOS. ………..….….67

LISTADO DE ACRÓNIMOS

DAB Doble puente activo. Dual active Bridge SPS Cambio simple de fase, Simple Phase Shift

EPS Cambio de fase extendido, Extended Phase Shift

DPS Cambio de doble desplazamiento de fase. Dual Phase Shift TPS Cambio de triple desplazamiento de fase, Triple Phase Shift

DC Corriente directa AC Corriente alterna

RMS Medida cuadrática, Root mean square.

TTL Lógica transistor a transistor, transistor-transistor logic

CMOS Semiconductor complementario de óxido metálico, complementary metal oxide semiconductor V Voltaje H Henrios I Corriente A Amperios F Faradios R Resistencia

Fs Frecuencia de conmutación S Potencia aparente

Q Potencia reactiva P Potencia activa

L Inductancia

Lf Inductancia equivalente referida al primario. VL Voltaje en la bobina

iL Corriente en la bobina C Condensador

Vp Voltaje primario Vs Voltaje secundario

ZVS Conmutación con tensión cero. Zero, Voltage Switch ZCS Conmutación con corriente cero. Zero , Current Switch

HS Conmutación dura, Hard Switch De Desfase externo

Di Desfase interno V1 Fuente 1 V2 Fuente 2

S1 - S8 Pulsos de conmutación

° Grados

MOSFET Transistor de efecto de campo metal-óxido-semiconductor, Metal oxide semiconductor Field effect transistor.

LCD Pantalla de cristal líquido, Liquid Crystal Display

1.1 INTRODUCCIÓN

La evolución de los dispositivos semiconductores en los últimos años ha permitido un avance en todas las ramas de la electrónica, gran parte de estos avances se han logrado en el área de la electrónica de potencia. La aparición de los conmutadores de estado sólido permite reducir el tamaño y mejorar la eficiencia de los sistemas de conversión de energía, los cuales tienen como objetivo la transformación de energía eléctrica , ya sea de corriente alterna (AC) a directa (DC), de directa (DC) a alterna (AC), AC-AC o DC-DC.

Existen diversas topologías de dichos convertidores unidireccionales, las cuales al ser configuradas de una manera particular permiten tener convertidores bidireccionales, una de estas configuraciones es el convertidores DC-DC de doble puente activo (DAB), el cual permite transferir energía tanto de la fuente de entrada a la fuente de salida, como de forma inversa, por medio del cambio de la dirección de la corriente; por ello es utilizado en un gran número de aplicaciones en donde se necesita la gestión y el transporte de energía eléctrica.

Por otra parte, el desarrollo de los semiconductores no es lo único que ha llevado a los convertidores a ser más versátiles, el desarrollo de nuevos algoritmos de modulación y nuevas técnicas de conmutación; como la conmutación suave, han permitido reducir el tamaño y aumentar su densidad de energía en los convertidores. Entre estas nuevas técnicas de modulación se encuentra el desplazamiento de fase simple (SPS) que es una de las modulaciones más utilizadas en la actualidad pues su implementación es sencilla, la modulación (EPS) la cual agrega un desfase interno en uno de los puentes del convertidor, la modulación de doble desplazamiento de fase (DPS) que como su nombre lo indica agrega un nuevo desfase a la modulación de desplazamiento de fase simple pero esta vez en los dos puentes del convertidor, este desfase es igual para los dos puentes, lo cual mejora considerablemente la eficiencia del convertidor, por último se encuentra el desplazamiento triple de fase (TPS) el cual consiste en que los desfases que se hacen internamente en cada puente del convertidor sean independientes, sin embargo, su implementación es más compleja, lo que genera que esta modulación no sea tan usada.

1.2 PLANTEAMIENTO DEL PROBLEMA

La energía eléctrica se ha convertido en pilar fundamental para el avance tecnológico, cada vez es más frecuente encontrar un sin número de nuevos dispositivos que requieran de ella para su funcionamiento, en la actualidad se consume 50 veces más energía que hace un siglo, y según el consejo mundial de la energía se cree que en los próximos veinte años el consumo energético mundial aumentará en un 50%. [1]

lo que obliga a que se desarrollen e implementen dispositivos que logren manejar altas densidades de energía con la mayor eficiencia posible, por ello se ha retomado los estudios de convertidores DC-DC bidireccionales, utilizando nuevos dispositivos semiconductores, nuevos algoritmos de conmutación; y otros métodos de conmutación como son SPS, EPS, DPS y TSP, lo cual ha permitido reducir su tamaño y mejorar su eficiencia.

1.3 OBJETIVOS

1.3.1 Objetivo general.

● Diseñar e implementar una modulación de doble desplazamiento de fase (dual phase shiftDPS) para evaluar sus características al utilizarlo en un convertidor DC-DC bidireccional, doble puente activo DAB y compararlo con la modulación de desplazamiento de fase simple (simple phase shiftSPS).

1.3.2 Objetivos específicos.

● Definir las características de los semiconductores y elementos reactivos necesarios para los requerimientos de diseño con el objetivo de maximizar su vida útil.

● Diseñar una modulación DPS y evaluar su rendimiento frente a una modulación SPS.

● Implementar la modulación DPS en el microcontrolador programable Psoc® 5LP basado en una CPU ARM cortex M3 la cual gracias a su versatilidad y potencia, es una muy buena solución en cuanto a desarrollo de técnicas de modulación de cierta complejidad para convertidores DC-DC.

● Controlar un doble puente activo DAB por medio de la modulación DPS y SPS.

1.4 JUSTIFICACIÓN

Los convertidores DC-DC bidireccionales han tenido una gran evolución en los últimos años, esto ha incrementado su área de aplicación, convirtiéndose en una solución versátil a problemas de almacenamiento y distribución con alta densidad de energía, las primeras evoluciones se dieron en cuestión de componentes, una de las más representativas fue cambiar los transformadores lineales por transformadores de alta frecuencia, lo cual redujo considerablemente su tamaño. Sin embargo, uno de los problemas por resolver son las pérdidas en el sistema, para ello se empezaron a enfocar todos los estudios en los sistemas de conmutación, surgiendo diferentes alternativas entre ellas la modulación DPS.

Es por eso que diseñar e implementar esta modulación permite evaluar su funcionamiento con el objetivo de mejorar considerablemente la eficiencia del convertidor, específicamente en un convertidor de doble puente activo (DAB), reduce el estrés eléctrico en los semiconductores por medio del uso de la conmutación suave extendiendo la vida útil de los dispositivos, además con esta modulación no es necesario sobredimensionar los componentes del convertidor, en especial el transformador de alta frecuencia

Esto permite potencializar el desarrollo de diferentes aplicaciones en el país, como por ejemplo el uso de vehículos eléctricos, ya que una de las limitantes para su comercialización masiva, es la falta de infraestructura de electrolineras, al igual que dispositivos que permitan recargar los autos en casa, lo cual se pueden implementar mediante el uso de convertidores DC-DC como el DAB, sin olvidar que también se usan directamente en los vehículos eléctricos como sistemas de gestión energética [2], ahora bien, continuando en la misma rama del transporte, pero en la línea aeronáutica, este dispositivo facilita la carga de baterías de aviación[3] y el manejo de transitorios fuertes cuando se realiza el cambio de AC-DC [4]; otro campo de acción de este dispositivo es en el área de las energías renovables, ya que permiten el transporte y almacenamiento de energía[5], al igual funciona como interfaz de conexiones Back to Back [6]-[7], las cuales permiten el manejo de altas densidades de energía, también se pueden usar en sistemas de alimentación ininterrumpida UPS [8], los cuales son sistemas para alimentar cargas críticas.

2.1 MARCO TEÓRICO

2.1.1 Convertidores DC- DC unidireccionales.

2.1.1.1 Reductor o “Buck”.

Para muchas aplicaciones es indispensable producir una señal continua, para esto se puede utilizar la topología de reductor que consiste en insertar un filtro pasa-bajo el cual consta de una condensador y una bobina (C-L) después del interruptor en el convertidor básico, como se muestra en la figura 1 (a). El diodo proporciona un camino a la corriente de la bobina cuando el interruptor está abierto y se polariza en inversa cuando el interruptor está cerrado. [9]

Figura 1. Convertidor reductor. (a) Convertidor DC-DC reductor. (b) Circuito equivalente cuando el interruptor está cerrado. (c) Circuito equivalente cuando el

interruptor está abierto, tomada de [9].

Cuando el interruptor está cerrado en el convertidor reductor de la Figura 1 (a), el diodo se polariza en inversa y el circuito equivalente es el mostrado en la Figura 1 (b); Cuando el interruptor está abierto, el diodo se polariza en directa para dejar pasar la corriente de la bobina como se representa en el circuito equivalente de la Figura 1 (c).

2.1.1.2 Elevador o “Boost”.

Figura 2. Convertidor elevador. (a) Esquema del circuito. (b) Circuito equivalente cuando el interruptor está cerrado. (c) Circuito equivalente cuando el interruptor está abierto,

tomado de [9].

Cuando el circuito está cerrado figura 2 (b), el diodo está polarizado en inversa. La variación de la corriente es constante, por lo que la corriente aumenta linealmente cuando el interruptor está cerrado; Cuando el interruptor está abierto figura 2 (c), la corriente en la bobina no puede variar de forma instantánea, por lo que el diodo se polariza en directa para proporcionar un camino a la corriente de la bobina [9].

2.1.1.3 Elevador-Reductor o “Flyback”.

La figura 3muestra el esquema de un convertidor elevador-reductor o flyback. En este tipo de convertidores la salida del convertidor reductor-elevador puede ser mayor o menor que la tensión de entrada.

Figura 3. Convertidor reductor-elevador. (a) Esquema del circuito. (b) Equivalente del circuito cuando el interruptor está cerrado. (c) Equivalente del circuito cuando el

Cuando el interruptor está cerrado como en la figura 3 (b). La variación de la corriente en la bobina es constante, por lo que la corriente en la misma aumenta linealmente. Cuando el interruptor está abierto figura 3(c), la corriente en la bobina no puede variar instantáneamente, por lo que el diodo está polarizado en directa y pasará corriente por la resistencia y el condensador [9].

2.1.2 Convertidores DC-DC Bidireccionales.

2.1.2.1 Convertidor de doble puente completo bidireccional sin bobina

Es un convertidor bidireccional que utiliza dos puentes completos y un transformador. La característica principal de este convertidor es que no tiene bobina, en este caso, las únicas inductancias que aparecen en el convertidor son las propias del transformador [10].

El flujo de energía se controla con la inductancia de dispersión del transformador y, la manera de hacerlo es implementando un control por desplazamiento de fase entre el puente del primario y el puente del secundario y también variando la frecuencia [10].

Figura 4.Convertidor bidireccional doble puente sin bobina tomada de [11].

2.1.2.2 Convertidor de doble medio puente bidireccional.

Esta topología de convertidor bidireccional está basada en el uso de dos convertidores de medio puente. En esta topología, se pretende minimizar los elementos que se usan en un convertidor con dos puentes completos. Se puede llegar a tener conmutaciones a tensión y corriente cero (ZVZCS) bajo las condiciones adecuadas de técnica de conmutación [11]. Esto con el fin de alcanzar altos rendimientos. Esta topología permite manejar altas densidades de energía, y por sus características especialmente en cuestión de tamaño, es una alternativa para reemplazar a los convertidores de puente completo en aplicaciones de potencia media. [12].

dispersión del transformador, como único elemento para almacenar y transferir el flujo de potencia del convertidor del primario al secundario [13].

Figura 5. Convertidor doble medio puente bidireccional [13].

2.1.2.3 Puente completo bidireccional con esquema unificado para conmutaciones suaves y capacidad de arranque desde tensión cero en modo elevador.

Este convertidor bidireccional, incorpora un esquema unificado para conseguir conmutaciones suaves. Una rama adicional formada por un interruptor y un condensador en serie se utiliza para alcanzar conmutaciones suaves en ambas direcciones del flujo de potencia. Cuando el convertidor opera en modo reductor, con la técnica de conmutación adecuada y para determinados rangos de funcionamiento, la topología puede llegar a alcanzar conmutaciones a tensión y corriente cero (ZVZCS) [13].

Cuando el convertidor funciona en modo elevador, la misma rama para las conmutaciones suaves se utiliza para limitar el voltaje transitorio de pico en los interruptores. Al mismo tiempo, el interruptor adicional consigue conmutación suave para sí mismo, teniendo conmutación a tensión cero (ZVS). Esta topología tiene la capacidad de arrancar desde tensión cero en modo elevador a través de un devanado auxiliar colocado en la bobina del convertidor [11].

2.1.2.4 Convertidor medio puente y “push-pull” bidireccional.

Esta topología está constituida principalmente por un transformador de alta frecuencia, un medio puente en un lado del transformador y por una salida del tipo Push-Pull alimentada en corriente. Para evitar desequilibrio de tensión en los condensadores del medio puente, se adiciona un devanado en el transformador con un arreglo de diodos. Este devanado se utiliza también cuando el convertidor transfiere energía del Push-Pull al medio puente, ya que por medio de este se cargan simultáneamente los condensadores del medio puente. En la figura 7 se muestra el esquema del convertidor medio puente y Push-Pull bidireccional [14]-[15].

Figura 7.Convertidor Medio Puente y Push-Pull Bidireccional, tomada de [11].

En busca de obtener una mayor eficiencia y el manejo de mayor tensión a menor densidad volumétrica, Schwarz [16] plantea el uso de conmutación suave, la cual es aplicable para cualquiera de las topologías anteriores; genera menores pérdidas y una gran ventaja en la implementación de convertidores de decenas de kilovatios; existen dos clases de conmutación suave: la técnica de conmutación a cero corriente (zero current switching ZCS) y la técnica de conmutación a cero tensión (zero voltage switching ZVS).

2.1.2.5 Conmutación a cero corriente (ZCS).

Consiste en un arreglo de semiconductores y elementos resonantes auxiliares, bobinas y/o condensadores para un interruptor de resonancia en modo de corriente como se muestra en la figura 8(a), el inductor L, está en serie con el interruptor para lograr la conmutación de corriente cero.

2.1.2.6 Conmutación a cero voltaje (ZVS)

Figura 8. (a) Conmutación a cero corriente (ZCS). (b) Conmutación a cero voltaje, tomada de [17].

Como en el caso de ZCS, la estructura del interruptor determina el modo de funcionamiento del modo de tensión del interruptor resonante. Si en el conmutador ideal se implementa el interruptor por medio de un transistor, y un diodo anti-paralelo D1, como se muestra en la Figura 9 (b), el voltaje a través del condensador Cr, se sujeta por D1 a un valor mínimo, y el interruptor resonante funciona en un modo de media onda, pero si el diodo D1 se coloca en serie con el transistor como se muestra en la Figura 9 (c), el voltaje en el condensador Cr, oscila libremente generando que el interruptor resonante funciones en modo de onda completa [17].

Figura 9. Modos de voltaje en el interruptor resonante. (a) Notación general. (b) Implementación para modo de media onda (c) Implementación para onda completa,

tomada de [17].

Se puede ver que en el (ZCS), la interacción de resonancia entre L y C, se inicia por el encendido de S1, mientras que en el (ZVS) es iniciada por el apagado de S1 [17]. Es decir que se puede implementar esta topología en un circuito convertidor básico.

interruptor convencional se sustituye por el interruptor de (ZVS) el cual consiste en agregar una bobina 𝐿𝑟 y un condensador 𝐶𝑟, la estructura del convertidor elevador queda como se muestra en la figura 10 (c). Dado que el comportamiento del circuito es en gran parte determinado por los valores de 𝐿𝑟 y 𝐶𝑟, los siguientes parámetros se definen como.

1) Impedancia característica:

𝑍

_𝑛

≡

√𝐿𝑟 𝐶_𝑟

2) Frecuencia angular resonante

𝜔 ≡

1 √𝐿𝑟𝐶𝑟

3) Frecuencia resonante

𝑓

_𝑛

≡ (

𝜔 2

) 𝜋

4) Resistencia de carga normalizada

𝑟 ≡

𝑅𝑜 𝑍𝑛

2.2. ESTADO DEL ARTE

2.2.1 DAB.

La potencia que puede manejar un convertidor se define por su topología y por el número de dispositivos de conmutación ya sean MOSFETs o IGBT que utilice; el DAB es un convertidor que se compone de ocho interruptores, los cuales están distribuidos en dos puentes en H, lo que hace que sea un dispositivo robusto, simétrico, con gran modularidad, con una alta eficiencia y capaz de manejar altas densidades de potencia, al usar un transformador para unir los dos puentes, genera que el convertidor tenga un aislamiento galvánico lo que le da seguridad. Otra de las ventajas que ofrece este convertidor bidireccional es que permite tener un control simple y transparente para la transmisión de potencia bidireccional, ya que cuenta con abundantes algoritmos de control que expanden el rango de la conmutación suave logrando mejorar su eficiencia hasta un 97% [18] , ya que las pérdidas son menores y se reduce las interferencia electromagnéticas; además la frecuencia de la corriente de entrada y de salida es el doble que la frecuencia de conmutación, esto le da una superioridad frente a otros convertidores bidireccionales.

El DAB fue propuesto en 1988 [19] por Mohan y Peterson, se caracteriza por tener componentes activos tanto a la entrada como en la salida, con la mínima topología, y menor tensión en los dispositivos, no tienen componentes reactivos extras y usa la inductancia de fuga del transformador como elemento principal de transferencia de energía, sin embargo esta primera propuesta utiliza transformadores de frecuencia lineal lo cual limitaba el sistema, luego se evolucionó al uso de transformadores de alta frecuencia lo cual aumentó las posibles aplicaciones ya que redujo su tamaño, y su costo.

Figura 11.DAB (convertidor de puente completo dual), tomada de [11].

Al realizar un modelo simplificado del DAB monofásico como se muestra en la figura 12, se puede analizar la tensiones que debe soportar el inductor y los modos en que se puede configurar el convertidor, logrando así determinar el comportamiento de la corriente IL, el cual depende de la magnitud de la tensión y de la inductancia.

Figura 12. Modelo simplificado del DAB monofásico, tomada de [21]

Estos modos de configuración dependen directamente de la relación de espiras del transformador; se tienen tres casos diferentes:

Figura 13.Señales de tensión y corriente en el DAB cuando Vac1 > Vac2.

● Modo elevador: cuando Vac1 es menor que Vac2, en la figura 14 se ven las señales de tensión y corriente de este modo, se logra ver que en la señal de corriente la única diferencia es un cambio de pendiente, resultado de la nueva relación entre Vac1 y Vac2.

Figura 14.Señales de tensión y corriente en el DAB cuando Vac1 < Vac2.

● Modo seguidor: cuando Vac1 es igual Vac2, la tensión en los bornes es igual lo que genera una corriente de forma trapezoidal como se ve en la figura 15, y lo cual permite que se tenga conmutación suave en los dos puentes .

2.2.1.1 Flujo de potencia.

El flujo de potencia en el convertidor se realiza por medio de una diferencia de fase entre la tensión del primario y el secundario del transformador, en donde la diferencia de tensión es soportada por la inductancia de dispersión, y es por ello que es usada como elemento de transferencia de energía, el flujo se presenta desde la fuente que se adelanta en fase con respecto a la otra, si decimos que 𝑉_𝐴 es la entrada ,𝑉_𝐵 es la salida, 𝜑 es el desfase entre las dos señales, 𝑛 es la número de vueltas del transformador y que 𝐿_𝑘es la fuga del primario (se refiere a la inductancia y un inductor externo) entonces podríamos decir que la potencia es igual a:

𝑃 =

𝑉

𝐴

𝑉

𝐵

𝑛𝜔𝜔

_𝑘

𝜑 (1 −

𝜑

𝜋

) (1)

Al analizar el comportamiento del desfase con respecto a la potencia de salida del puente se logra determinar el punto en donde se hace conmutación suave, la cual depende de D que es igual a:

𝐷 =

𝑉

𝐵

𝑛𝑉

_𝐴

(2)

Entonces si D>1 se conoce como motoring, el desfase es positivo lo que significa que el puente de entrada adelanta al puente de carga, si D<1 es regenerative el desfase es negativo, el puente de carga adelanta el puente de fuente, esto nos permite determinar la región para realizar conmutación suave que es cuando D=1 siendo D el parámetro de medición esto se puede ver en las curvas de la figura 16.

Según lo anterior se puede identificar dos flujos, los cuales se ven más claramente en la figura 17, en la figura 17(a) se ve un flujo directo en el cual la potencia, va de la fuente a la carga, el cual se logra con un desfase positivo, y en la figura 17(b) se observa un flujo inverso el cual se produce cuando el puente dos tiene un desfase negativo.

Figura 17.Flujo de potencia (a) flujo directo (b) flujo inverso.

El flujo máximo de potencia se da cuando se tiene un desfase de 90°, en cualquiera de los sentidos.

2.2.1.2 Configuraciones del DAB.

Figura 18.Topologías DAB a) con ZVS , b)active-clamp snubber, c) passive-clamp snubber,(d) amortiguación de retroceso, (e) medio puente alimentado por voltaje con

doblador de tensión, (f) convertidor hibrido, (g)convertidor ZVS-ZCS converter, (h)convertidor serie resonante, (i) topología con diferentes capacitores resonantes, (j) con

LLC tanque resonante, tomado de [3]

La figura 18 (a) muestra un convertidor DAB con ZVS convencional, en el cual se usa un capacitor externo en paralelo con el interruptor, que junto a la capacitancia parásita mantiene la tensión en el interruptor durante la transición según [23] las pérdidas son proporcionales a la capacitancia en paralelo al interruptor; este método solo funciona en condiciones específicas lo cual limita su uso ya que solo puede manejar bajas corrientes.

se omite gracias a los nuevos dispositivos auxiliares pero esto a su vez aumentan el costo y el tamaño del convertidor.

Un tercer método es el de voltaje alimentado el cual se muestra en la figura 18 (e) [3], por medio de ZVS, el desfase y el cambio del ciclo útil, se logra tener la siguiente salida de potencia:

𝑃 = 𝑉𝐴𝑉𝐵

2𝑛𝜔𝜔𝑘𝜑 (1 −

𝜑

𝜋) (3)

𝑃 = 𝑉𝐴𝑉𝐵

4𝑛𝜔𝜔𝑘[𝜑 (1 −

𝜑

𝜋) + (𝐷 − 𝜑) (1 + 𝜑−𝐷

𝜋 )] (4)

2.2.1.3 Análisis de estados de funcionamiento.

La conmutación de un convertidor DAB se puede hacer mediantes diversas estrategias las cuales se explicará más adelante, se realizar análisis tanto para SPS como para DPS. En la figura 19 se muestra el convertidor DAB, haciendo referencia tanto al interruptor, como al diodo que se encuentra en anti-paralelo a él, ya que se busca identificar en cada instante cual es el dispositivo que conduce.

Figura 19.Esquema completo del convertidor DAB.

Figura 21.Voltaje primario, voltaje secundario del transformador, tensión y corriente en la inductancia (a) cuando 0 <De<Di <1, (b) cuando 0<Di <De<1, tomada de [27].

Para cada intervalo, los dispositivos conductores se relacionan en la tabla 1 [27].

Tabla 1. Dispositivos de conducción según el intervalo.

El desfase De y Di van de 0 a 1, y la suma de los dos no puede ser mayor a 1, el desfase Di se realiza tomando como referencia la rama uno del primer puente, y el desfase De se hace con respecto al flanco de subida del voltaje primario.

Según eso, la ecuación de básica de potencia es:

𝑃 =

𝑛𝑉

𝐻𝑉

𝑉

𝐿𝑉

2𝑓

_𝑠

𝐿

[(𝑑

2

(1 − 𝑑

2

) −

1

2

𝑑

1

2

𝑃 =

𝑛𝑉𝐻𝑉𝑉𝐿𝑉

2𝑓𝑠𝐿

[(𝑑

2

(1 − 𝑑

1

−

1

2

𝑑

2

))]

(6)

En donde P es la potencia de transferencia, fs es la frecuencia de conmutación, L la inductancia y d1 el desfase interno Di y d2 el desfase externo De, la ecuación (5) representa la potencia cuando 0<Di<De<1, y (6) cuando 0<De<Di<0.

Según la fórmula anterior se puede concluir que la potencia del DAB es inversamente proporcional al valor de la inductancia media, lo que genera que cuando se quiera trabajar altas densidades de potencia se utiliza solo la inductancia de fuga del transformador.

2.2.1.4 Conmutación suave a cero tensión.

Para lograr conmutación suave a cero tensión (ZVS), se tiene en cuenta la capacitancia parásita de salida de los MOSFETs, ya que esta permite alcanzar la mínima corriente que necesita la inductancia de fuga durante la desconexión de cualquiera de los dispositivos, cuando la capacitancia de resonancia es mayor, la corriente que se requiere para ZVS aumenta, lo cual limitaría el rango de conmutación suave.

En la figura 22(a) se tiene una rama del puente uno, en donde L es la inductancia del transformador, C1 y C2 son las capacitancias en paralelo con los interruptores T1 y T2; cuando se tiene un t=0 en donde T1 está desactivado, el valor del condensador es lo suficientemente grande para asegurar muy poco cambio en la tensión a través de t1 durante su intervalo de desconexión. Una vez que el dispositivo se apaga, la corriente del inductor resuena a través de las capacitancias del amortiguador, la corriente ip fluye a través de L, el puente de salida es reemplazado por un primario con la polaridad adecuado, cuando t=tm es cuando ip resuena a cero, como se ve en la figura 22 (b), de ahí se puede concluir que: Cuando t= 0.

𝑖

_𝑝

= 𝐼

_𝑚𝑖𝑛

, 𝑣

_𝐶1

= 0, 𝑣

_𝐶2

= 𝑉

_𝑖 (7)

Cuando t = tm

Figura 22.(a) Rama resonante primer puente, (b) Corriente mínima en la inductancia cuando T1 está desactivado, tomada de [28].

Se tiene una conmutación ZVS para cualquier potencia cuando el DAB está configurado en modo seguidor, en todo el barrido de desfase, cuando está configurado como elevador o reductor existe un ángulo mínimo de desfase para garantizar ZVS el cual está asociado al valor mínimo de corriente.

2.2.2 Estrategias de modulación.

La estrategia de control es una de las líneas de investigación importantes para DAB, depende de la topología y de la variante que se quiere implementar; a continuación se mencionan los principales métodos de control:

2.2.2.1 Modulación SPS.

El control de SPS que se muestra en la figura 23 (a), consiste en realizar la conmutación por medio de señales cuadradas de ciclo útil del 50%; y generar un desfase entre los puentes, en otras palabras hacer un cambio de ángulo entre la señal del primario con respecto a la señal del secundario del transformador.

Esto hace que el voltaje a través del inductor de fuga del transformador cambie, haciendo que la dirección del flujo de potencia y magnitud pueda ser controlada [22].

Las ventajas de esta estrategia son su simplicidad, y la facilidad para lograr conmutación suave, sin embargo, presenta problemas cuando se trabaja fuera del rango de ZVS ya que reduce su eficiencia notablemente, y tiene picos altos de corriente que se deben filtrar.

2.2.2.2 Modulación EPS.

También se realiza a su vez el desfase entre los puentes, esto permite controlar la dirección de flujo de potencia y la magnitud, mientras que la relación de cambio de fase interna se utiliza para disminuir la potencia de circulación y ampliar la gama (ZVS). El EPS, es más complejo de implementar, y tiene una gran desventaja que es su asimetría, ya que cuando se invierte el flujo de potencia, se debe reconfigurar para lograr ver los efectos de esta modulación. [22].

2.2.2.3 Modulación DPS.

A diferencia del control de EPS, en el control DPS Figura 23 (c), el desfase interno se realiza por igual en los dos puentes lo que genera que las señales del primario y el secundario del transformador sea una señal de tres niveles, y a su vez se realiza un desfase externo entre cada puente, con el fin de manejar el flujo de potencia como en los casos anteriores

En comparación con el control de EPS, los estados de funcionamiento de los dos puentes serán los mismos cuando se cambian los estados de conversión de voltaje o el flujo de potencia de direcciones. Por lo tanto, el control DPS tiene un mejor rendimiento dinámico [22], reduce el estrés de corriente, mejora la eficiencia, y expande el rango de ZVS.

2.2.2.4 Modulación TPS.

Al igual que el control de DPS, los pares de conmutadores cruzados conectados en ambos puentes completos se conectan con una relación de cambio de fase interna. Sin embargo, las relaciones de cambio de fase interiores pueden ser desiguales, lo que hace que pueda controlar tres grados de libertad.

Figura 23.(a) control SPS. (b) control EPS. (c) control DPS. (d) control TPS, tomada de

[29].

3.1 Diseño del DAB etapa de potencia.

Con el fin de analizar los efectos de la modulación SPS y DPS sobre un convertidor bidireccional DAB, se propone el diseño de un prototipo monofásico con una potencia nominal de 10 kW; en la tabla 2 se enumeran los parámetros generales con los que se va a trabajar. Se realiza el análisis de diseño utilizando modulación SPS, ya que en este punto en donde se obtiene la mayor potencia y se presenta la mayor cantidad de potencia reactiva, por lo cual se hace necesario sobredimensionar algunos de los dispositivos a manejar. Se configura el DAB en modo seguidor, para garantizar que la relación de transformación efectiva sea igual a uno, lo cual permite tener conmutación suave en todo el rango de trabajo.

Tabla 2.Parámetros generales para el DAB monofásico.

3.1.2 Cálculos de diseño.

La transferencia de potencia del convertidor se define en la fórmula (9), en donde 𝑓𝑠 es la frecuencia de conmutación, él (

𝜑

) es el ángulo de desfase externo con el cual se logra la potencia deseada y 𝐿_𝑓 es la inductancia resultante de sumar la inductancia de fuga del transformador y la inductancia de la bobina externa.

𝑃

_𝑜

=

𝑉𝑖

2_∗𝑑 𝑒𝑓

2∗𝜋∗𝑓𝑠∗𝐿𝑓

∗ 𝜑 ∗ [1 −

|𝜑|

𝜋

]

(9)

De esta fórmula se despeja 𝐿_𝑓 como se muestra en(10)

𝐿

_𝑓

=

𝑉𝑖2∗𝑑𝑒𝑓

2∗𝜋2_∗𝑓

𝑠∗𝑃𝑛𝑜𝑚

∗ 𝜑 ∗ (𝜋 − 𝜑) = 80 𝜇𝐻

(10)

Si se asume un valor de

𝜑

_𝑛𝑜𝑚 = 50, y se reemplazan los demás valores se obtiene (11)

𝐿

_𝑓

=

400𝑉

2

_{∗ 1}

El ángulo nominal

𝜑

_𝑛𝑜𝑚es el valor de desfase que se requiera para obtener la potencia nominal, se asume un valor menor a 90° para lograr tener un margen de operación, ya que con 90° se llega al máximo del convertidor. La potencia máxima que se maneja cuando se tiene un ángulo de 90° es de P= 12.5 kW lo que genera que el rango de trabajo de convertidor sea 0 < |Po| < 12.5 kW. El valor obtenido de inductancia permite hacer las elección correcta del transforma de alta frecuencia y del inductor externo, ya que las suma de sus inductancias debe ser menor a 80 uH, ya que si llega a ser mayor la potencia en sistema será menor.

Para calcular la corriente que debe soportar tanto el transformador como el inductor externo, se analiza la forma de onda de la corriente en 𝐿_𝑓la cual se ve en la figura 24, el análisis se hace con el ángulo nominal (

𝜑

_𝑛𝑜𝑚= 50°) que corresponde a la figura 24(a), en ella se ve que la corriente pico es igual a 83.29 A, y calculando el valor rms de la señal se obtiene que la corriente de entrada para la potencia nominal que es de 53.68 A, lo que implica que la potencia aparente nominal sea de 21.47 kVA, en la figura 24(b) se muestra la forma de onda para el desfase máximo el cual es igual de 90°, se logra ver que la corriente pico es de 123.34 A, y el valor rms es igual a 83.63 A, lo que implica que la potencia aparente máxima que debe manejar tanto la bobina como el transformador es de 33.452 kVA. La corriente rms mínima que debe soportar los semiconductores es de 37.96 A

Figura 24. Señal de corriente el Lf, (a) ángulo nominal 50°, (b) ángulo nominal 90°.

Tabla 3. Parámetros para la elección de Dispositivos.

3.1.3 Elección de dispositivos

3.1.3.1 Transformador y bobina

Para la construcción del transformador de alta frecuencia se selecciona un núcleo de ferrita WCM5277, de la compañía WEST COAST MAGNETICS [30], el cual se muestra en la figura 25, este núcleo tiene una frecuencia de trabajo de máximo 100 kHz, y soporta un potencia de 25 kW.

Figura 25.Núcleo de ferrita para el transformador de alta frecuencia, tomada de [30].

Figura 26.Núcleo para la bobina externa, tomada de [31].

3.1.3.2 Semiconductor.

Para la elección de los semiconductores se tuvo en cuenta principalmente la corriente mínima que debía soportar, es así que se elige un MOSFET de potencia STY112N65M5 [32], el cual tiene como característica un ID de 96 A, otros parámetros relevantes se muestran en la tabla 4.

Tabla 4. Parámetros de los Semiconductores.

3.2 Diseño e implementación de la modulación DPS en Psoc®5lp.

Figura 27.Diagrama de flujo diseño modulación DPS en Psoc® 5lp.

[33] realizado por Saleae logic® 1.2.10, que es un analizador lógico de 16 canales, suficiente para ver las ocho señales de cada interruptor en tiempo real y los tres pulsos de disparo para hacer los desfases.

Para realizar la modulación DPS se diseña el esquema que se ve en la figura 28 , en donde se implementaron bloques de PWM, los cuales son señales cuadradas con un ciclo útil del 50%; en la figura 29 se ven los parámetros con los que se configuraron cada uno de estos módulos, un reloj principal de 10 MHz, ya que la frecuencia de conmutación que se desea para los interruptores es de 10 kHz; para ellos es necesario tener un periodo de 100 us, partiendo de la fórmula f=1/T, timers para realizar los desfases entre las señales, y compuertas NOT para las señales complementarias de cada rama de los puentes del DAB.

Figura 29. Configuración PWM1 (referencia), 50% de ciclo útil, T=100 us.

Se colocan cuatro bloques de PWM; PWM1, PWM2, PWM3 y PWM4, que representan las señales principales S1, S3, S5, y S7 respectivamente, las señales S2, S4, S6 y S8 son señales complementarias de las señales principales.

Para realizar los desfases se utilizan bloques de timers; para el desfase externo (TimerDE) y para el desfase interno (TimerDI_1 y TimerDI_2), uno para cada puente del convertidor, se toma como señal de disparo la señal S1, ya que con respecto a ella se realizan los desfase de cada rama y de cada puente del convertidor; el TimerDI_1 genera un pulso de que dura 80ns el cual es la señal de disparo para el PWM2 (S3), es así cómo se logra realiza el desfase con respecto a PWM1 (S1) como se muestra en la figura 30.

Figura 30.Señal S1, señal de disparo 80 ns para el desfase y señal S3.

En la figura 31(a) se ven las cuatro señales principales (S1, S3, S5, S7) sin ningún desfase (De, Di1 y Di2 en 0°), en la figura 31(b) se realiza un desfase interno de 45° (Di1=Di2=45) para ver claramente lo mencionado anteriormente.

Figura 31. Señales principales S1, S3, S5 y S7, (a) desfase interno y externo en 0°, (b) desfase interno en 45° y externo en 0°.

Ahora bien, para generar el desfase externo es decir, el desfase entre cada puente del DAB se implementa el bloque TimerDE, este genera un pulso que hace que PWM1 (S1) y PWM3 (S5) se desfasen; este pulso al igual que TimerDI_1 y TimerDI_2 dura 80 ns, suficiente para que Pwm3 comience a funcionar.

El rango de desfase tanto para De, como para Di, está entre -90° y 90° con saltos de aproximadamente dos grados partiendo desde 0°, esto para poder manejar el flujo de la potencia en las dos direcciones de DAB. En la figura 32, se muestran diferentes casos desfase, en la figura 32(a), se ven las cuatro señales principales sin ningún desfase, en la figura 32(b), se tiene el mismo desfase de 45° para De como para Di, en la figura 32(c), De es mayor que Di, siendo De igual a 90° y Di igual a 45°, en la figura 32(d), se tiene en caso inverso cuando De es menor a Di, en la figura 32(e), se muestra un Di de 0° y un desfase externo de 45° lo cual como se mencionó anteriormente sería equivalente a tener una modulación SPS con un desfase de 45°, y por último se observa un desfase negativo tanto en Di como en De en la figura 32(f).

Figura 32. Señales S1,S3,S5 y S7, (a) Desfase interno y desfase externo 0°; (b) Desfase interno 45° y desfase externo 45°; (c) Desfase interno 45° y desfase externo 90°; (d) Desfase interno 90° y desfase externo 45°; (e) Desfase interno 0° y desfase externo 45°; (f)

Desfase interno -90° y Desfase externo -45°.

Figura 33.S1, S3, S5 y S7 y sus complementarias S2, S4, S6 y S7, (a) desfase interno y externo en 0°; (b) desfase interno -90° y desfase externo en 90°.

4.1 SIMULACIÓN

4.1.1 Parámetros de simulación.

Para realizar el análisis del comportamiento del convertidor bidireccional DAB utilizando control SPS y el control DPS, se utiliza como herramienta de simulación el software PSIM® 6.0 [34] para obtener los datos que serán posteriormente, analizados utilizando Matlab® [35].

El convertidor se simula utilizando todos los elementos de esta topología, incluyendo el inductor que representa la suma de la inductancia de dispersión del transformador de alta frecuencia y de la inductancia externa que se conecta en serie. Los parámetros que se utilizar para cada uno de los dispositivos se encuentran en la tabla 5, y el esquemático general del mismo se muestra en la figura 34.

Figura 34. Esquema del convertidor, (a) circuito general; (b) módulo puente 1; (c) módulo puente.

Para realizar la caracterización que se quiere del sistema, se colocan sensores de tensión y de corriente en los extremo DC de cada puente para obtener el valor de potencia de salida en las dos direcciones del convertidor, a su vez se mide la señal de tensión y corriente en el inductor haciendo énfasis en la forma de onda que se obtienen para cada caso, por último se colocan sensores para medir la tensión de los bornes del transformador.

4.1.2 Simulación ideal del DAB con SPS.

En la simulación, al implementar la modulación SPS, se configura el convertidor DAB en modo seguidor, lo que implica que las dos fuentes estén encendidas al mismo valor, se usan MOSFETs con parámetros ideales. Para la implementación de la modulación SPS, se utilizan dos generadores de onda cuadrada con ciclo útil del 50%, el generador uno, es la señal de activación S1 y S4, y por medio de una compuerta NOT, se obtiene las señales complementarias S2 y S3, con el generador dos, se implementan las señales para el segundo puente igual que se hizo con el primero, con la única diferencia que se realizan variaciones al desfase que se tienen con respecto al generador uno.

Figura 35.Pulsos de activación para los ocho MOSFETs, Voltaje en el primario Vp, corriente en la inductancia iL para SPS.

El desfase externo De, que se hace entre la señal S1 y S5, genera que la señal de tensión en la inductancia varié, lo cual se ve reflejado en la inclinación de la pendiente de la señal trapezoidal de la corriente, se obtiene esta forma por el modo seguidor en el cual está configurado el convertidor. En la figura 36, se muestra la tensión y la corriente en la inductancia cuando se tiene un desfase de 90°, con este desfase se logra obtener la máxima potencia en el sistema, en contraste con las mismas señales pero esta vez con un desfase de 20°.

El cambio de pendiente de la señal de corriente, genera que se maneje una gran cantidad de potencia reactiva, por lo que hace necesario sobredimensionar los dispositivos, para que estos puedan soportar esa potencia adicional, el cual es uno de los defectos que presenta la modulación SPS. este efecto se ve reflejado en la corriente de salida medida antes del condensador, ya que esta presenta valores instantáneos negativos, que representa la corriente de retorno que se está realimentando en el sistema como se muestra en la figura 37, en donde se usa un desfase externo de 90°.

Figura 37.Corriente de salida io con un desfase de 90°.

Figura 38.Flujo de potencia usando SPS.

4.1.3 Simulación ideal del DAB con DPS

Para realizar el análisis del convertidor con modulación DPS se utilizan los mismos parámetros que en el caso anterior, el DAB configurado en modo seguidor y parámetros en los MOSFETs ideales.

Figura 39.Pulsos de activación para los ocho MOSFETs, Voltaje en el primario Vp, corriente en la inductancia iL para modulación DPS.

Figura 40.Vs, Vp, VL y iL; (a) 0<De<Di<1, (b) 0<Di<De<1 (c)1<De<Di<0, (d) -1<De<Di<0, (e) (g) Di (+), De (-), (f) (h) Di (-) De (+).

corriente no tenga pendiente en ese instante, esa es la única diferencia entre las dos formas de onda de la corriente, la segunda señal resulta cuando la magnitud del desfase interno es menor que la magnitud del desfase externo |Di|≤|De|, esta señal es más escalonada que la anterior y los cambios de pendiente dependen del ancho de cada escalón.

Cuando De es negativo, Vs ocurre primero que Vp, entonces, el flujo de potencia es inverso, va de la fuente V2 a la fuente V1, esto genera que la señal de tensión que se ve en la inductancia sea negativa, y que se genere el flanco de subida en la corriente.

4.2 Comparación SPS vs DPS.

La modulación DPS da como ventaja una variedad de combinaciones de ángulos de desfase que generan la misma potencia de salida, en la figura 41, se ve por medio de una gráfica en tres dimensiones este comportamiento; el eje Z es la potencia de salida según los desfases, el eje Y es el desfase interno Di en el cual se realizan variaciones del ángulo de desfase en pasos de 5° desde -90° hasta 90° y por último el eje X es el desfase externo De en aumentos de 10°, desde -180° hasta 180°.

Se puede deducir que la modulación SPS es un caso particular de la modulación DPS el cual se presenta cuando el ángulo de desfase Di es 0°.

caso de la modulación SPS el ángulo de desfase De es de 50°; para la modulación DPS se eligen los ángulos de desfases De iguales a 90° y Di igual a 50°, entre las diferentes combinaciones posibles.

En la figura 42, se muestra la potencia instantánea cuando se entrega 10 kW, en la figura 42 (a), se ve la potencia de salida cuando se tiene modulación SPS, en ella se puede observar un nivel negativo grande, este representa la potencia reactiva que se está devolviendo al sistema, en la figura 42 (b), se ve la potencia de salida cuando se realiza la modulación DPS, en este caso específico se tiene un De=90° y Di=50°, se nota como el pico negativo de la potencia disminuye considerablemente su tamaño, reduciendo así la potencia reactiva en el sistema.

Figura 42. Potencia instantánea cuando se entregan 10 kW, (a) SPS ángulo De =50°, (b) DPS ángulo De =90° ángulo Di=50°.

4.3 Simulación real del DAB con SPS

Se logran identificar pequeños cambios en la forma de la corriente iL, los cuales son generados principalmente por la resistencia de pérdidas asociada a la inductancia, esto hace que la forma de onda de esta señal sea más senoidal; la tensión VL también presenta variaciones ya que se generan pequeñas pendientes en cada uno de los escalones de la señal, esto es fruto de los parámetros de los MOSFETs. En la figura 43, se observa la corriente y la tensión obtenida con un desfase externo de 90°.

Figura 43.Corriente y tensión en la inductancia De=90°.

El flujo de potencia mantiene su forma, con la única diferencia de que la potencia de salida se reduce por los parámetros reales, sin embargo esta disminución no es muy significativa como se ve en la figura 44 en donde la curva morada representa la potencia con parámetros ideales y la curva verde la potencia con parámetros reales.

Figura 44.Flujo de potencia con SPS, con parámetros ideales vs parámetros reales.

4.4 Simulación real del DAB con DPS.

corriente y la tensión en la inductancia, en la figura 45(a), cuando |Di|< |De| y en la figura 45(b), es cuando |De| < |Di|.