UNIVERSIDAD NACIONAL ABIERTA Y A DISTANCIA ESCUELA DE CIENCIAS BÀSICAS TECNOLOGIA E INGENIERIA
PROGRAMA DE INGENIERIA ELECTRÒNICA
299019 – ELECTRÒNICA INDUSTRIAL JIMMY RAÚL ROCHA VALBUENA
(Director Nacional)
FABIAN BOLIVAR Acreditador
BOGOTÀ Julio de 2009
ASPECTOS DE PROPIEDAD INTELECTUAL Y VERSIONAMIENTO
El presente módulo fue diseñado en el año 2008 por el Ing. Jorge Eduardo Quintero Muñoz.
El presente módulo ha tenido una actualización, realizada en el 2009 por el Ing. JIMMY RAÚL ROCHA VALBUENA, quien ha sido tutor de la UNAD en el CEAD JAG de Bogotá, desde año 2006 y que se desempeña actualmente como director del cuso a nivel nacional.
En este mismo año el Ing. FABIAN BOLIVAR, tutor del CEAD de Neiva, apoyó el proceso de revisión de estilo del módulo y dio aportes disciplinares, didácticos y pedagógicos en el proceso de acreditación de material didáctico desarrollado en el mes de JULIO de 2009.
INTRODUCCIÓN
La electrónica industrial cuenta con múltiples aplicaciones en el control de la potencia de la conversión de energía y del control de acondicionamientos de motores eléctricos
El curso académico de Electrónica Industrial suministra los elementos necesarios para el análisis y diseño de conversores AC – DC, DC – AC, DC -DC. Estos dispositivos son la base y parte fundamental en el diseño de diferentes productos y sistemas electrónicos.
El estudiante deberá adquirir las herramientas conceptuales y procedimentales para desarrollar habilidades para el diseño y análisis de diversas configuraciones circuitales empleando dispositivos de potencia. Este conocimiento le permitirá obtener las destrezas necesarias para el desarrollo de diferentes aplicaciones de los circuitos eléctricos empleados en control industrial, electrónica industrial, electromedicina y demás ramas de la electrónica industrial que se fundamentan en el uso y aplicación de los dispositivos estudiados.
El desarrollo del curso académico desde sus estructura de fundamentación teórica y práctica, busca generar en el estudiante competencias cognitivas, comunicativas y contextuales mediante el desarrollo de habilidades del pensamiento como análisis, síntesis, comparación y diseño.
Se pretende que el estudiante conozca los dispositivos empleados en la electrónica de potencia, las diferentes configuraciones de convertidores de voltaje, los circuitos trifásicos y demás elementos de la Electrónica de Potencia. El aprendizaje de estos conceptos es clave para la posterior aplicación en circuitos eléctricos y electrónicos.
INDICE DE CONTENIDO
UNIDAD 1 CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-DC Y CIRCUITOS
CONVERTIDORES AC-AC
CAPITULO 1: INTRODUCCIÓN A LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA Lección 1: QUE ES LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA
Lección 2: DISPOSITIVOS EMPLEADOS EN LA ELECTRONICA DE POTENCIA Lección 3: CARACTERÍSTICAS DE CONTROL DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA
Lección 4: CAMPOS DE APLICACION DE LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA Lección 5: CLASIFICACIÓN DE LOS CIRCUITOS ELECTRÓNICOS DE
POTENCIA
CAPITULO 2: CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-DC CON DIODOS DE POTENCIA
Lección 1: DIODOS RECTIFICADORES
Lección 2: DISPOSITIVOS EMPLEADOS EN LA ELECTRONICA DE POTENCIA Lección 3: RECTIFICADOR TRIFASICO DE MEDIA ONDA
Lección 4: TENSIONES DE LINEA DE UNA RED TRIFASICA Lección 5: RECTIFICADOR TRIFÁSICO DE ONDA COMPLETA CAPITULO 3: FUNCIONAMIENTO DE LOS TIRISTORES
Lección 1: ESTRUCTURA DEL TIRISTOR
Lección 2: CAUSAS DE DISPARO DEL TIRISTOR Lección 3: CIRCUITOS DE DISPARO
Lección 4: CIRCUITOS DE APAGADO
UNIDAD 2 CIRCUITOS CONVERTIDORES DC-AC Y CIRCUITOS
CONVERTIDORES DC-DC
CAPITULO 4: CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-DC CON TIRISTORES DE POTENCIA
Lección 1: CONVERTIDOR MONOFÁSICO AC-DC DE MEDIA ONDA Lección 2: CONVERTIDOR MONOFÁSICO AC-DC DE ONDA COMPLETA Lección 3: CONVERTIDOR TRIFÁSICO AC-DC DE MEDIA ONDA
Lección 4: CONVERTIDOR TRIFÁSICO AC-DC DE ONDA COMPLETA Lección 5: CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-AC CON TIRISTORES DE POTENCIA
CAPITULO 5: CONTROL DE FASE TRIFASICO
Lección 1: CICLOCONVERTIDOR MONOFÁSICO/MONOFASICO Lección 2: CICLOCONVERTIDOR TRIFÁSICO/MONOFÁSICO Lección 3: TRANSISTORES DE POTENCIA
Lección 4: CONVERTIDOR TRIFÁSICO AC-DC DE ONDA COMPLETA Lección 5: CIRCUITOS CONVERTIDORES DC - AC
CAPITULO 6: INVERSORES MONOFÁSICOS
Lección 1: INVERSOR MONOFÁSICO DE MEDIO PUENTE O PUSH PULL Lección 2: INVERSOR TRIFÁSICO
Lección 3: INVERSOR TRIFÁSICO COMERCIAL Lección 4: CONVERTIDORES DC - DC
LISTADO DE GRÁFICOS Y FIGURAS
Figura 1. Sistema Básico de Electrónica de Potencia.
Figura 2. Encapsulado de diodos de potencia rectificadores de baja frecuencia Figura 3. Construcción interna de un tiristor
Figura 4. Tipos de encapsulados de tiristores Figura 5. Símbolo del GTO
Figura 6. Símbolo del LASCR
Figura 7. Símbolo y estructura interna del TRIAC Figura 8. Símbolo del MCT
Figura 9. MOSFET: Estructura interna y símbolos Figura 10. IGBT - N: Estructura interna y símbolos
Figura 11. Relación entre potencia manejada y frecuencia de conmutación Figura 12. Característica de conmutación de un BJT
Figura 13. Característica de conmutación del MOSFET e IGBT Figura 14. Característica de conmutación del SCR
Figura 15. Característica de conmutación del GTO, MCT y SITH Figura 16. Equipo de Rayos X
Figura 17. Equipo de Radioterapia
Figura 18. Campos de aplicación de los dispositivos de conmutación Figura 19. Conversiones de potencia eléctrica
Figura 20. Tipos de rectificadores Figura 21. Principio del circuito inversor
Figura 22. Principio del circuito control de fase
Figura 24. Principio de los circuitos interruptores estáticos DC y AC Figura 25. Tipos de encapsulado de diodos rectificadores de potencia Figura 26. Curva característica de los diodos rectificadores de potencia Figura 27. Tensiones de fase
Figura 28. Concepción de un rectificador trifásico
Figura 29. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva
Figura 30. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva. Diodo 1 en conducción
Figura 31. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva. Diodo 2 en conducción
Figura 32. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva. Diodo 3 en conducción
Figura 33. Onda de salida del Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva.
Figura 34. Tensión de polarización inversa del diodo D1 cuando D2 conduce. Figura 35. Tensión de polarización inversa del diodo D1 cuando D3 conduce. Figura 36. Factor de Forma y Factor de Rizado
Figura 37. Tensiones de línea de una red trifásica Figura 38. Puente rectificador trifásico
Figura 39. Onda de salida del puente rectificador trifásico
Figura 40. Condición de condición de los Diodos D1 y D5 en el puente rectificador trifásico
Figura 41. Condición de condición de los Diodos D1 y D6 en el puente rectificador trifásico
Figura 42. Condición de condición de los Diodos D2 y D6 en el puente rectificador trifásico
Figura 43. Tensión de salida del puente rectificador trifásico Figura 44. Forma de onda de la corriente por el diodo D1. Figura 45. Forma de onda de la corriente por la fase R.
Figura 47. Tensión de polarización inversa del diodo D1 cuando D3 conduce. Figura 48. Factor de Forma y Factor de Rizado
Figura 49. Estructura interna y símbolo del tiristor. Figura 50. Curva tensión-corriente del tiristor.
Figura 51. Disparo no deseado por exceso de tensión Figura 52. Disparo no deseado por dv/dt
Figura 53. Disparo por corriente de puerta
Figura 54. Comportamiento del tiempo de disparo con carga resistiva Figura 55. Comportamiento del tiempo de disparo con carga inductiva Figura 56. Acoplamiento directo entre el circuito de disparo y la puerta Figura 57. Acoplamiento magnético entre el circuito de disparo y la puerta Figura 58. Acoplamiento óptico entre el circuito de disparo y la puerta Figura 59. Apagado por contacto mecánico
Figura 60. Apagado forzado por circuito LC paralelo Figura 61. Apagado forzado por circuito LC serie Figura 62. Apagado por medio de AC
Figura 63. Apagado por tiristor auxiliar
Figura 64. Curva de limitación de impulsos de corriente Figura 65. Ángulos de bloqueo y conducción
Figura 66. Tiempo de encendido (TON) Figura 67. Tiempo de apagado (TOFF)
Figura 68. Convertidor monofásico AC-DC media onda, carga resistiva Figura 69. Convertidor monofásico AC-DC onda completa, carga inductiva Figura 70. Convertidor trifásico AC-DC media onda, carga inductiva
Figura 71. Convertidor trifásico AC-DC media onda, conducción del tiristor 1 Figura 72. Convertidor trifásico AC-DC media onda, conducción del tiristor 2 Figura 73. Convertidor trifásico AC-DC media onda, conducción del tiristor 3
Figura 74. Convertidor trifásico AC-DC media onda, voltaje en la carga Figura 75. Convertidor trifásico AC-DC onda completa, carga inductiva Figura 76. Convertidor trifásico AC-DC onda completa, formas de onda
Figura 77. Convertidor trifásico AC-DC onda completa, variación tensión de salida Figura 78. Convertidor AC-AC. Control de fase monofásico
Figura 79. Convertidor AC-AC. Control de fase monofásico con TRIAC Figura 80. Convertidor AC-AC. Control de fase trifásico con SCR
Figura 81. Convertidor AC-AC. Cicloconvertidor monofásico/monofásico Figura 82. Convertidor AC-AC. Cicloconvertidor trifásico/monofásico Figura 83. Convertidor AC-AC. Cicloconvertidor trifásico/ trifásico Figura 84. Estructura MOS
Figura 85. Estructura MOS: (a) Inversión débil; (b) Inversión fuerte Figura 86. Estructura MOSFET de enriquecimiento Canal N y símbolo. Figura 87. Polarización del MOSFET de enriquecimiento de canal N Figura 88. (a) Inversión débil; (b) Inversión fuerte
Figura 89. Característica I-V del MOSFET de enriquecimiento canal N Figura 90. Estructura interna de un IGBT
Figura 91. Circuito equivalente y símbolo de un IGBT
Figura 92. Aplicación de los inversores en drivers de motores AC Figura 93. Aplicación de los inversores en UPS
Figura 94. Aplicación de los inversores en conversión de energías alternativas Figura 95. Puente Inversor Monofásico
Figura 96. Tensiones de control del Puente Inversor Monofásico
Figura 97. Tensiones y corriente de salida del Puente Inversor Monofásico con carga puramente inductiva
Figura 98. Tensiones y corriente de salida del Puente Inversor Monofásico con carga RL
Figura 99. Espectro de frecuencia de la tensión de salida del Puente Inversor Monofásico
Figura 100. Formas de conexión de los secundarios de los transformadores Figura 101. Inversor trifásico puente
Figura 102. Señales de control de puerta y tensiones de línea del Inversor trifásico puente
Figura 103. Circuitos equivalentes por semiciclo del Inversor trifásico puente Figura 104. Tensiones de fase y de línea del Inversor trifásico puente
Figura 105. Principio de un convertidor DC-DC Figura 106. Convertidor DC-DC reductor Figura 107. Convertidor DC-DC elevador
Figura 108. Convertidor DC-DC elevador. Intervalo de carga de la bobina Figura 109. Convertidor DC-DC elevador. Intervalo de descarga de la bobina
Figura 110. Convertidor DC-DC elevador. Comportamiento de la corriente de la bobina
UNIDAD 1
Nombre de la Unidad CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-DC Y CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-AC
Introducción Los circuitos que realizan el proceso de conversión de ca a dc se usan en muchas aplicaciones industriales; los convertidores controlados por fase se clasifican en dos tipos, dependiendo de la alimentación, por un lado los convertidores monofásicos y los convertidores trifásicos. Dentro de los contenidos de esta unidad encontramos además los distintos dispositivos semiconductores de potencia; estos dispositivos se pueden dividir en tres tipos, el primero son los diodos de potencia, transistores y tiristores. También se pueden dividir en general en cinco tipos: diodos de potencia, tiristores, transistores de unión bipolar (BJT), transistores de efecto de campo (Mosfet) , transistores bipolares de compuerta aislada (IGBT) y transistores de inducción estática (SIT), todos estos dispositivos están continuamente con mejora en sus características y rendimiento
Justificación El conocimiento de los dispositivos semiconductores empleados en la electrónica de potencia, permite que se tenga la capacidad de comprender el funcionamiento de estos, para posteriormente emplearlos en diferentes aplicaciones de la electrónica industrial. El análisis de los convertidores ac dc , y ac ac es importante para poder implementar circuitos de aplicaciones que requieren dicho proceso de conversión de energía.
Intencionalidades
Formativas Conocer las características de los dispositivos empleados en la electrónica industrial. Analizar los conversores ac dc.
Estudiar las aplicaciones y configuraciones de los conversores ac ac
Denominación de
capítulos CAPITULO 1: INTRODUCCIÓN A LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA. CAPITULO 2: CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-DC CON DIODOS DE POTENCIA
CAPITULO 1: INTRODUCCIÓN A LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA
Introducción
En el mundo de hoy la electrónica de potencia cuenta con cuantiosas aplicaciones en diferentes áreas, encontramos aplicaciones en el control de velocidad de motores, conversión de energía eléctrica, amplificadores de RF, arranque de máquinas síncronas, aspiradoras, calentamiento por inducción, computadores, control de temperatura, electrodomésticos, elevadores, fotocopiadoras, fuentes de poder, en fin son innumerables las aplicaciones, que nos motivan a profundizar en el análisis de los dispositivos y circuitos empleados para este fin
Lección 1: QUE ES LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA
Es la aplicación de circuitos basados en dispositivos de estado sólido (semiconductores) con el propósito de controlar y efectuar conversiones de la energía eléctrica. La figura 1, muestra la concepción de un sistema de electrónica de potencia básico.
Figura 1. Sistema Básico de Electrónica de Potencia.
Obsérvese que un sistema de electrónica de potencia esta compuesto básicamente de:
• Fuente de energía eléctrica: Provenientes de las redes eléctricas de potencia AC, de fuentes DC como las baterías, rectificadores AC, paneles solares, de generadores eólicos, etc.
• Circuito de potencia: Es la etapa de potencia, basada principalmente en la conmutación (ON/OFF) de dispositivos semiconductores tales como diodos, SCR (Rectificadores Controlados de Silicio), TRIAC (Triodos AC), transistores MOSFET, Transistores BJT, Transistores IGBT. También se utilizan elementos pasivos como transformadores, condensadores y bobinas. En esta etapa se manejas grandes valores de corriente y de tensión.
• Circuito de mando: Es la etapa de control, basada principalmente en microcontroladores, circuitos integrados lineales, DSP (Procesador Digital de Señal), con el propósito de gobernar el suicheo de los dispositivos semiconductores de potencia.
• Carga: Puede ser puramente resistiva (cuando se controla por ejemplo el calor) o compuesta resistiva-inductiva (RL), cuando se controlan velocidades de motores, en donde se regulan los valores DC o RMS de la tensión aplicada, la frecuencia o el numero de fases. También pueden ser baterías en proceso de carga, lámparas incandescentes o fluorescentes en procesos de control de intensidad de iluminación, etc.
Lección 2: DISPOSITIVOS EMPLEADOS EN LA ELECTRONICA DE POTENCIA En este punto es importante tener una primera aproximación al empezar a conocer detalles de funcionamiento, como también características técnicas, de los dispositivos semiconductores que se emplean en el campo de la electrónica. Algunos de los más importantes son:
Diodos de potencia
Se encuentran en el mercado de tres clases:
• De uso general, disponibles con tensiones hasta 3KV y 3.5KA, empleados principalmente para rectificar AC de 60 Hz. La figura 2 muestra los encapsulados comerciales de estos dispositivos.
Figura 2. Encapsulado de diodos de potencia rectificadores de baja frecuencia
• De alta velocidad o recuperación rápida, disponibles con tensiones hasta 1.5KV y 1KA, con tiempos de recuperación inversa menores a 5 µs y su principal aplicación está en convertidores de potencia de alta frecuencia (frecuencias mayores a 20 KHz), Inversores, UPS (Unidades de Potencia Ininterrumpida).
• Schottky, disponibles con tensiones hasta 100 V y 300 A, con tiempos de recuperación inversa menores a 10 ns y su principal aplicación está en fuentes conmutadas, convertidores, cargadores de baterías, diodos de libre paso (para descargar bobinas en conmutación de alta frecuencia).
Tiristores
Son dispositivos de tres terminales, denominados ánodo (A), cátodo (K) y compuerta (G). El tiristor conduce siempre que la tensión del ánodo sea mayor a la del cátodo (como en el caso de los diodos) y que además haya una pequeña corriente circulando desde el terminal de la compuerta al cátodo. La figura 3 muestra la construcción interna de un tiristor, su modelo equivalente con base a transistores BJT y su símbolo electrónico.
Figura 3. Construcción interna de un tiristor
La figura 4, muestra los distintos tipos de encapsulados existentes, dependiendo de la capacidad de corriente manejada por el tiristor.
Hay varios tipos de tiristores en el mercado y se pueden clasificar de la siguiente manera:
• Rectificadores Controlados de Silicio (SCR): Una vez entra en conducción el circuito de compuerta ya no tiene ningún control sobre el dispositivo. El tiristor dejará de conducir cuando el potencial del ánodo es igual o menor al del cátodo y esto se logra por conmutación natural (fuente de energía AC) o por conmutación forzada mediante un circuito adicional (fuente de energía DC). Están disponibles con tensiones hasta de unos 6 KV y corrientes hasta de 3.5 KA.
• Tiristor desactivado por compuerta (GTO): Es un tiristor de auto desactivación, pues se activa como el SCR, pero se desactiva aplicando un pulso negativo a la compuerta de corta duración, por lo tanto no requiere de circuitos de conmutación forzada. Se aplican en conmutación forzada de convertidores y su disponibilidad de tensión y corriente es del orden de 4 KV y 3 KA respectivamente.
La figura 5 muestra el símbolo del tiristor GTO y sus principales características.
Figura 5. Símbolo del GTO
• Tiristor de inducción estático (SITH): Funciona semejante al GTO, su principal aplicación está en convertidores de potencia mediana con frecuencias en el orden de los MHz, mucho mayores que la del GTO, con tensiones hasta 1.2 KV y corrientes hasta 0.3 KA.
• Tiristor de conducción inversa (RCT): Es un tiristor que incluye un diodo conectado inversamente entre el ánodo y el cátodo. Su tensión puede ir hasta 2.5 KV, 1 KA en conducción directa y 0.5 KA en conducción inversa, con tiempos de interrupción menores a 40 µs. Se aplican principalmente en sistemas de tracción donde se requiere interrupción de alta velocidad.
• Tiristor desactivado con asistencia de compuerta (GATT): Funciona de manera similar al RCT, con velocidades de interrupción de 8 µs y tensiones de sólo 1.2 KV y corrientes de 0.4 KA.
• Rectificador controlado de silicio fotoactivado (LASCR): Se utilizan principalmente en sistemas de alta tensión de hasta 6KV y 1.5 KA con velocidades de interrupción de 300 µs. La figura 6 muestra el símbolo de este tiristor y sus principales características.
Figura 6. Símbolo del LASCR
• Tríodo de corriente alterna (TRIAC): Se comporta como dos SCR conectados en antiparalelo con un solo terminal de compuerta. El flujo de corriente se puede controlar en cualquier dirección. Su principal aplicación es control de AC de baja potencia para controles de calor, iluminación, motores universales e interruptor de AC. La figura 7 muestra la estructura interna y el símbolo de un TRIAC.
Figura 7. Símbolo y estructura interna del TRIAC
• Tiristor controlado por MOS (MCT): Entran en conducción aplicando un pequeño pulso de voltaje negativo a la compuerta MOS respecto al ánodo y se desactivan aplicando un pequeño pulso positivo. Se comporta similar a un GTO. Se consiguen con tensiones hasta 1 KV y corrientes de 0.1 KA. La figura 8 muestra el símbolo del MCT y sus principales características.
Figura 8. Símbolo del MCT
Transistores bipolares de unión (BJT): Los BJT de alta potencia se emplean en la mayoría de las veces en los convertidores de energía que trabajan con frecuencias menores a 10 KHz, con tensiones hasta 1.2 KV y corrientes hasta de 0.4 KA. Se trabajan en los estados de saturación (ON) y corte (OFF).
Transistores MOSFET: Se emplean en convertidores de potencia de alta velocidad de conmutación (varias decenas de KHz), con tensiones de hasta 1KV y corrientes de sólo 50 A. La figura 9 muestra construcción interna de un MOSFET, sus símbolos y características más importantes.
Figura 9. MOSFET: Estructura interna y símbolos
Transistores bipolares de compuerta aislada (IGBT): A diferencia de los BJT, estos no son controlados por corriente (la de Base), sino por tensión (la de Compuerta). Presentan una velocidad de conmutación intermedia entre los BJT (la menor) y los MOSFET (la mayor), hasta unos 20 KHz. Su tensión y corriente de trabajo máximo se encuentran en 1.2 KV y 0.4 KA respectivamente. La figura 10 muestra el símbolo y la estructura interna de un IGBT canal N.
Figura 10. IGBT - N: Estructura interna y símbolos
En conclusión, el componente básico del circuito de potencia, es decir el elemento de conmutación, debe cumplir los siguientes requisitos:
• Tener dos estados claramente definidos, uno de alta impedancia (bloqueo, OFF, Apagado) y otro de baja impedancia (conducción, ON, encendido). • Poder controlar el paso de un estado a otro con facilidad y pequeña
potencia.
• Ser capaces de soportar grandes intensidades y altas tensiones cuando está en estado de bloqueo, con pequeñas caídas de tensión entre sus terminales de potencia (Emisor – Colector para el BJT, Drenador – Surtidor para el MOSFET, Ánodo – Cátodo para el tiristor), cuando está en estado de conducción. Ambas condiciones lo capacitan para controlar grandes potencias.
• Rapidez de funcionamiento para pasar de un estado a otro (ON/OFF u OFF/ON).
El último requisito se traduce en que, a mayor frecuencia de funcionamiento, habrá una mayor disipación de potencia. Por tanto, la potencia disipada depende de la frecuencia. La figura 11 muestra como los tiristores que trabajan a bajas frecuencias de conmutación pueden manejar mayores potencias en contraste con los MOSFET que aunque conmutan a mayores frecuencias manejan menores potencias.
Lección 3: CARACTERÍSTICAS DE CONTROL DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA
Es importante ahora comprender cómo una tensión de control puede llevar al dispositivo de potencia a los estados de encendido (ON) y apagado (OFF).
Desde el punto de vista de las características de control, los dispositivos de potencia se pueden clasificar en:
• Dispositivos con necesidad de señal continua en el terminal de control para el encendido (compuerta o base): BJT, MOSFET, IGBT. La figura 12 muestra este requisito en el caso del BJT. Obsérvese que para que el BJT se mantenga encendido durante el tiempo TON se
requiere obligatoriamente que durante ese mismo tiempo se este aplicando una señal de amplitud apropiada en el terminal de control que en este caso es la base, de esta manera el BJT entra en saturación y prácticamente el colector y el emisor quedan en cortocircuito quedando conectada la fuente de energía VF a la resistencia de carga y por lo tanto el voltaje de
salida VO es el mismo VF .
Figura 12. Característica de conmutación de un BJT
La figura 13, muestra la misma situación anterior pero en este caso los dispositivos de conmutación son un MOSFET y un IGTB.
Figura 13. Característica de conmutación del MOSFET e IGBT
• Dispositivos con necesidad de sólo un pulso en el terminal de control para el encendido (compuerta): SCR, GTO, MCT, SITH, TRIAC.
VO VF TON VB TON VO T T 0 0 1 t t VF VB VF VO VGS VF 0 1 0 VO VGS TON T t TON T t
La figura 14 muestra este requisito en el caso del SCR.
Figura 14. Característica de conmutación del SCR
Obsérvese que en el instante t = 0 se suministra un pulso de corta duración en el terminal de compuerta del tiristor y este empieza a conducir, es decir, entra en el estado de encendido, de tal manera que se puede asumir que el ánodo y el cátodo quedan en cortocircuito y por lo tanto el voltaje VO de la
carga es el mismo de la fuente VF. En el estado de conducción pulsos de
compuerta negativos no tienen ningún efecto en el SCR.
La figura 15 muestra este mismo requisito en el caso del GTO, MCT, SITH.
Figura 15. Característica de conmutación del GTO, MCT y SITH
VF VF 0 0 1 -1 VO VO VG VG t t VF VO VG VG 0 1 -1 VF 0 VO t t TON T
En el caso del GTO y del SITH, se requiere de un solo pulso positivo en la compuerta para llevarlo al estado de encendido y un pulso negativo para apagarlo disparado en el tiempo TON .
En el MCT los pulsos son invertidos, es decir, pulso negativo en la compuerta para que el dispositivo se encienda y positivo para que se apague.
• Dispositivos de encendido controlado y apagado sin control: SCR, TRIAC. Esto significa que una vez que ha entrado en conducción, desde el terminal de compuerta no se puede hacer nada para llevarlo al estado de apagado. En el caso de que la fuente de energía VF sea DC, el
dispositivo queda enganchado en conducción de forma indefinida hasta que por algún medio se interrumpa la corriente de potencia que circula entre ánodo y cátodo. Esta característica los hace útiles en circuitos de alarma.Cuando la fuente de energía es AC, por la misma naturaleza de la corriente alterna, al pasar del semiciclo positivo al negativo la corriente ánodo – cátodo se hace cero y además el dispositivo queda polarizado inversamente, es decir, el ánodo con menor tensión que el cátodo, entonces de forma natural el dispositivo se apaga (Véase la figura 14).
• Dispositivos con características de encendido y apagado controlado: BJT, MOSFET, GTO, IGBT, MCT, SITH. Esto significa que el encendido y apagado del dispositivo se puede controlar en cualquier momento desde el terminal de compuerta (Véase las figuras 13, 14 y 15)
Lección 4: CAMPOS DE APLICACION DE LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA Las aplicaciones de la electrónica de potencia son considerables. Pero, para tener una idea, las aplicaciones se pueden clasificar de acuerdo a la potencia eléctrica manejada de la siguiente manera:
• Baja Potencia (menor a 100 W): - Alarmas
- Balastos electrónicos
- Fuentes de alimentación DC - Herramientas eléctricas
• Media Potencia (entre 100 W y 1 KW): - Cargadores de baterías
- Secadores
- Reguladores de velocidad (taladros) - Cobijas eléctricas
- Lavadoras
• Alta Potencia (entre 1 KW y 100 KW): - Hornos de inducción
- Accionadores para locomotoras - Secadoras
- Soldadura automática - Equipos de Rayos X - Equipos Láser
La figura 16, muestra un equipo de RX, donde se requieren tensiones DC del orden de los 150 KV, para alimentar el tubo de RX y obtener imágenes del cuerpo humano.
Figura 16. Equipo de Rayos X
• Muy Alta Potencia (entre 100 KW y 1 MW): - Inversores para generadores
- Corriente directa de alto voltaje (HVDC) - Aceleradores de partículas
- Trenes eléctricos de alta velocidad
La figura 17, muestra un acelerador lineal de partículas (LINAC), empleado en radioterapia en tratamientos contra el cáncer y en donde se utilizan las técnicas de la electrónica de potencia.
Figura 17. Equipo de Radioterapia
La figura 18 presenta el universo de aplicaciones actuales de los dispositivos de conmutación de potencia, en donde se relaciona la capacidad de potencia manejada en volta-amperios (VA) versus la frecuencia de conmutación en Hz.
Figura 18. Campos de aplicación de los dispositivos de conmutación
Lección 5: CLASIFICACIÓN DE LOS CIRCUITOS ELECTRÓNICOS DE POTENCIA
Aprovechando las características de conmutación de los dispositivos semiconductores de potencia, se puede controlar la potencia eléctrica de una forma a otra de acuerdo con las necesidades de la carga. La figura 19, muestra todas las posibilidades de conversión de potencia eléctrica.
FRECUENCIA DE CONMUTACION (Hz) P O T E N C I A M A N E J A D A
Figura 19. Conversiones de potencia eléctrica
• Los circuitos que convierten AC en DC se denominan rectificadores. Cuando funcionan con base en diodos se les denominaría rectificadores no controlados, cuando funcionan con base a tiristores (SCR, GTO) se les denomina rectificadores controlados o convertidores AC-DC y rectificadores semicontrolados cuando emplean diodos y tiristores. Su propósito es eliminar un semiciclo de la corriente sinusoidal o que en la carga ambos semiciclos sean de la misma polaridad para que el valor promedio de esta nueva tensión sea diferente de cero. El voltaje de entrada al rectificador puede ser monofásico o trifásico. Puede que se utilice transformador para aumentar o disminuir la tensión de entrada y acondicionarla a las necesidades de la carga (Véase la figura 20).
• Los circuitos que convierten DC en AC se denominan inversores. Se utilizan para alimentar cargas AC a partir de fuentes DC. Los inversores pueden ser monofásicos o trifásicos. La figura 21 muestra la concepción de tales circuitos. En la mayoría de los casos los dispositivos de conmutación son transistores BJT o MOSFET y la onda seno de salida del inversor se filtra para obtener una onda seno pura.
Figura 21. Principio del circuito inversor
• Los circuitos que convierten AC en AC se denominan convertidores AC-AC y pueden tener dos aplicaciones. La primera dejando la frecuencia constante y modificando el valor RMS de la tensión alterna, se les denomina, controladores de fase. La segunda aplicación es dejando el valor RMS constante y modificando la frecuencia, se les denomina cicloconvertidores. Los convertidores AC-AC pueden ser monofásicos o trifásicos. La figura 22 muestra un controlador de fase monofásico.
V
F+
+
+
+
----+
+
+
+
----+
+
+
+
----+
+
+
+
----tiempo tiempoV
CV
OV
CV
OV
F-V
F+
+
+
+
----+
+
+
+
----Figura 22. Principio del circuito control de fase
• Los circuitos que convierten DC en DC se denominan pulsadores DC. Existen dos tipos de estos convertidores: reductores y elevadores. La figura 23 muestra un convertidor DC-DC reductor.
Figura 23. Principio del circuito convertidor DC-DC reductor
El interruptor por lo general es un BJT o un MOSFET y el voltaje de salida Vo es igual al producto entre el ciclo de trabajo (Ton/T) y el voltaje de la fuente de alimentación Vg.
• Todos los anteriores circuitos mencionados anteriormente, efectúan conversión de potencia eléctrica cambiando la forma del voltaje de la fuente de energía, pero los circuitos interruptores estáticos no hacen conversión, sino, como su nombre lo indica actúan como elementos conmutadores todo o nada, similares a los de naturaleza mecánica. Se les denomina estáticos ya que no hay piezas mecánicas en movimiento. Los hay de dos tipos, para aplicaciones DC y AC (monofásicos y trifásicos). La figura 24 muestra los circuitos básicos de los interruptores estáticos DC y AC monofásicos.
INTERRUPTOR ESTATICO DC
INTERRUPTOR ESTATICO AC MONOFASICO
CAPITULO 2: CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-DC CON DIODOS DE POTENCIA
Introducción
Como ya se describió anteriormente el propósito de un circuito rectificador es el de tomar una onda sinusoidal (AC) y convertirla en una onda unidireccional o de una sola polaridad. Los circuitos rectificadores se pueden clasificar en rectificadores de media onda y de onda completa ya sean monofásicos o trifásicos. Antes de entrar a los detalles de funcionamiento de tales circuitos, es necesario primero hacer un breve repaso del principio de funcionamiento de los diodos rectificadores y sus parámetros de selección ya que esta función es propia de los ingenieros electrónicos cuando diseñan y construyen o cuando hacen mantenimiento a este tipo de circuitos.
Lección 1: DIODOS RECTIFICADORES TIPOS DE ENCAPSULADO
Los diodos que se estudiarán en este apartado serán los rectificadores de baja frecuencia (60 Hz) ya que son los más utilizados en electrónica de potencia y se dejaran de lado los diodos rápidos (fast) y los Schotkky, ya que en la mayoría de sus aplicaciones son reemplazados sobresalientemente por tiristores y dispositivos BJT, MOSFET e IGBT. La figura 25 presenta los diferentes tipos de encapsulados empleados en los diodos de potencia. En el caso de los diodos rectificadores de baja frecuencia, los encapsulados mas empleados son el de tipo cerámico para aplicaciones de alta tensión y corriente, el de tipo tornillo para aplicaciones de bajo voltaje y corriente y el de tornillo con cable de extensión para aplicaciones de media tensión y corriente.
Figura 25. Tipos de encapsulado de diodos rectificadores de potencia CARACTERISTICAS ESTÁTICAS
Se refieren al comportamiento del diodo en los estados de encendido (conducción, ON) y apagado (bloqueo, OFF) trabajando en baja frecuencia en donde los tiempos de recuperación directa e inversa (características dinámicas) no se toman en cuenta, ya que no son relevantes en esta condición. La figura 26 muestra la curva característica de un diodo rectificador modelado de forma real.
El cuadrante I, presenta el comportamiento cuando el diodo se encuentra polarizado directamente y por lo tanto se encuentra encendido y el cuadrante III, cuando se encuentra polarizado inversamente y por lo tanto se encuentra apagado. También muestra los circuitos que lo modelan en los estados mencionados anteriormente de forma respectiva.
Los parámetros de selección de un diodo rectificador de baja frecuencia básicamente son los siguientes:
• Del estado de encendido:
1. Intensidad medio nominal (IFAV) o IDC: Es el máximo valor promedio de la
corriente que el diodo puede soportar a determinada temperatura del encapsulado (normalmente a 110 °C máximo). Se calcula con la fórmula de la ecuación 1:
2. Intensidad de pico repetitivo (IFRM): Máxima intensidad que puede ser
soportada cada 16.7 ms (60 Hz) por tiempo indefinido, con duración de pico de 1 ms a determinada temperatura del encapsulado (normalmente a 110 °C máximo)
• Del estado de apagado:
3. Tensión inversa de trabajo (VRRM): Tensión inversa máxima que puede
ser soportada por el diodo en picos de 1 ms repetidos cada 8.3 ms por tiempo indefinido sin peligro de avalancha.
Lección 2: TENSIONES DE FASE DE UNA RED TRIFASICA
En este punto es necesario hacer un breve repaso del principio de funcionamiento de una red AC trifásica. La figura 27 muestra los voltajes de fase trifásicos medidos con respecto al neutro. Las fases se denominan R, S y T y el neutro N. La fase R (color rojo) parte del origen de la base de tiempos y por lo tanto su ángulo de fase es cero. La fase S (color azul) se encuentra atrasada con respecto a R 120°, es decir que inicia a partir de 2π/3 radianes. La fase T (color marrón) se encuentra atrasada con respecto a R 240°, que es igual a estar adelantada 120°, es decir que inicia a partir de 4π/3 radianes.
Figura 27. Tensiones de fase
Las ecuaciones que describen el comportamiento senoidal de la corriente alterna son las siguientes:
VR = VMF sen ωt; (Ecuación 2),
VS = VMF sen (ωt – 120); (Ecuación 3),
VT = VMF sen (ωt + 120); (Ecuación 4),
Donde VMF, es el voltaje pico de la onda seno y es igual a: √2 VRMS. En Colombia,
en instalaciones residenciales e industriales de baja tensión el valor RMS de las tensiones de fase es de 120 V y por lo tanto el pico es de 170 V aproximadamente. Así mismo, ω, es la velocidad angular medida en radianes por segundo y es igual a 2πf, donde f, es la frecuencia lineal y en nuestro país esta es de 60 Hz. En conclusión:
VMF = √2 VRMS;(Ecuación 5),
ω = 2πf; (Ecuación 6).
Lección 3: RECTIFICADOR TRIFASICO DE MEDIA ONDA
No se considerará en este apartado los rectificadores monofásicos de media onda y onda completa ya que están suficientemente explicados en la literatura de electrónica general, mas bien se estudiarán los rectificadores trifásicos. La figura 28 muestra como a partir de la red trifásica AC se rectifica y se entrega corriente continua a motores DC, hornos de inducción, hornos de fundición, procesos electrolíticos de galvanoplastia, etc.
Como el rectificador trifásico de media onda trabaja con voltajes de fase se hará una breve repaso de los sistemas eléctricos trifásicos.
Figura 28. Concepción de un rectificador trifásico
Las ventajas de los rectificadores trifásicos con respecto a los monofásicos son las siguientes:
• Mayor potencia de salida • Mayor tensión DC a la salida
• Menor rizado en la tensión de salida • Menores exigencias para el filtro de salida • Mejor factor de potencia
La figura 29 muestra un rectificador trifásico de media onda con carga resistiva.
Figura 29. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva N
Con respecto a la figura 29 se pueden hacer las siguientes observaciones:
• El transformador empleado es del tipo estrella – estrella (Y-Y). • Un transformador trifásico equivale a conectar a 3 monofásicos. • El punto común de los arrollamientos secundarios es el neutro, N.
• Si solo se usara un arrollamiento secundario, se tendría un rectificador monofásico de media onda.
• El rectificador trifásico de media onda consiste en conectar tres rectificadores monofásicos de media onda en paralelo.
• Cuando cualquiera de los diodos conduce a la carga le queda conectada la fase respectiva, por lo tanto en este tipo de rectificador, se trabaja con tensiones de fase.
• Sólo un diodo conduce a la vez, ya que si lo hicieran dos o tres al mismo tiempo se presentaría un cortocircuito.
La figura 30, muestra la condición para que el diodo D1 entre en conducción y le quede aplicada a la carga la fase R.
Figura 30. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva. Diodo 1 en conducción
Análisis del intervalo 30° (π/6 radianes) hasta los 150° (5 π/6 radianes):
• La fase R se encuentra en el semiciclo positivo y es la que toma los mayores valores de tensión, por lo tanto el diodo D1 es el que queda polarizado directamente y entra en conducción (ON).
• La fase S se encuentra en el semiciclo negativo, por lo tanto el diodo D2 se encuentra polarizado inversamente y de esta manera queda bloqueado (OFF).
• La fase T, aunque durante un corto intervalo se encuentra en el semiciclo positivo, como D1 conduce, al cátodo D2 le queda la fase R con mayor tensión que su ánodo y por lo tanto queda polarizado inversamente (OFF).
• El diodo D1 conduce durante 120°.
La figura 31, muestra la condición para que el diodo D2 entre en conducción y le quede aplicada a la carga la fase S.
Figura 31. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva. Diodo 2 en conducción
• La fase S se encuentra en el semiciclo positivo y es la que toma los mayores valores de tensión, por lo tanto el diodo D2 es el que queda polarizado directamente y entra en conducción (ON).
• La fase T se encuentra en el semiciclo negativo, por lo tanto el diodo D3 se encuentra polarizado inversamente y de esta manera queda bloqueado (OFF).
• La fase R, aunque durante un corto intervalo se encuentra en el semiciclo positivo, como D2 conduce, al cátodo D1 le queda la fase S con mayor tensión que su ánodo y por lo tanto queda polarizado inversamente (OFF). • El diodo D2 conduce durante 120°.
La figura 32, muestra la condición para que el diodo D3 entre en conducción y le quede aplicada a la carga la fase T.
Figura 32. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva. Diodo 3 en conducción
• La fase T se encuentra en el semiciclo positivo y es la que toma los mayores valores de tensión, por lo tanto el diodo D3 es el que queda polarizado directamente y entra en conducción (ON).
• La fase R se encuentra en el semiciclo negativo, por lo tanto el diodo D1 se encuentra polarizado inversamente y de esta manera queda bloqueado (OFF).
• La fase S, aunque durante un corto intervalo se encuentra en el semiciclo positivo, como D3 conduce, al cátodo D2 le queda la fase T con mayor tensión que su ánodo y por lo tanto queda polarizado inversamente (OFF). • El diodo D3 conduce durante 120°.
La figura 33 sirve para calcular el valor DC de la tensión de salida del rectificador de media onda con carga resistiva.
Figura 33. Onda de salida del Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva.
Para calcular el valor promedio (VDC) de una tensión se utiliza la siguiente
ecuación:
V
DC=
V
MFV
MFV
MFV
MF• Para aplicar esta ecuación es necesario determinar el periodo en radianes,
como se muestra a continuación: • ωT = 5π/6 - π/6 = 2π/3 radianes
• Lo anterior implica que el periodo de la onda rectificada es 1/3 de la onda seno de cualquiera de las fases y por lo tanto la frecuencia es tres veces mayor, es decir, 180 Hz.
• Para aplicar la ecuación 7 se utilizará la ecuación de tensión de la fase R, integrada entre los límites π/6 y 5π/6.
Resolviendo la ecuación 8 se obtiene el valor promedio o DC de la tensión de salida del rectificador trifásico de media onda con carga resistiva:
Recordando que el valor DC de la tensión de salida de un rectificador monofásico de onda completa es 2VMF / π, entonces, la tensión de salida del rectificador
trifásico de media onda es 1.3 veces mas grande, es decir, al emplear un rectificador trifásico de media onda se logra un aumento del 30%, lo cual justifica utilizarlo.
Ahora se puede calcular el valor de la corriente DC que circula por la carga RL de
la siguiente manera:
IDC = VDC / RL ; (Ecuación 10)
También es importante calcular el valor DC de la corriente a través de los diodos (IDDC) ya que este es un parámetro de selección (IFAV). Como los tres diodos están
conectados al mismo nodo de la carga y como las tensiones de la fase tienen la misma magnitud, la corriente DC por estos es 1/3 de la corriente DC por la carga: IDDC = VDC /(3 RL ); (Ecuación 11)
Se calculará ahora el valor eficaz o RMS de la corriente por cada diodo que corresponde a la corriente por fase de cada devanado secundario del transformador que sirve para determinar el calibre del conductor de los mismos y también para determinar la potencia del secundario. En radianes el periodo de la corriente por los diodos es 2π radianes, por lo tanto la corriente eficaz por el diodo 1 correspondiente a la fase R es:
Resolviendo la ecuación 12 se obtiene:
IDRMS = 0.4854 IMF; (Ecuación 13), donde IMF esta dado por:
IMF = VMF / RL; (Ecuación 14),
La especificación en potencia aparente S en VA del transformador suponiendo que es ideal (cero perdidas de potencia) será:
S = 3 VFRMS IDRMS = 2.06 VFRMS2 / RL ; (Ecuación 15).
Es importante analizar ahora las tensiones de polarización inversa que soportan los diodos del rectificador cuando se encuentras apagados (OFF) para asegurarse de que no entrarán en avalancha al exceder el límite de (VRRM).
La figura 34 muestra la condición del circuito cuando el diodo D1 se encuentra abierto debido a que D2 conduce, durante el intervalo 5π/6 y 3π/2.
En este caso la tensión del ánodo con respecto a tierra es la tensión de fase R y la del cátodo es la de la fase S, por lo tanto, la diferencia de tensión entre ánodo y cátodo es VRS , que corresponde a una tensión de línea en un sistema trifásico,
que es √3 veces mayor que una tensión de fase, como se explicará en el apartado siguiente.
La figura 35 muestra la condición del circuito cuando el diodo D1 se encuentra abierto debido a que D3 conduce, durante el intervalo 3π/2 y π/6.
Figura 35. Tensión de polarización inversa del diodo D1 cuando D3 conduce. En este caso la tensión del ánodo con respecto a tierra es la tensión de fase R y la del cátodo es la de la fase T, por lo tanto, la diferencia de tensión entre ánodo y cátodo es VRT , que corresponde a una tensión de línea en un sistema trifásico,
que es √3 veces mayor que una tensión de fase.
En vista de lo anterior, la máxima tensión de pico inverso es: VRRM = √3 VMF ; (Ecuación 16)
La figura 36 muestra los valores del factor de forma (FF) que se considera como una medida de la tensión de salida en donde se halla el cociente entre el valor RMS y el DC. También se muestra el valor del factor de la componente ondulatoria definida como el cociente entre el valor eficaz de todas las componentes sinusoidales que conforman la onda (serie trigonométrica de Fourier) y el valor DC.
Figura 36. Factor de Forma y Factor de Rizado
Lección 4: TENSIONES DE LINEA DE UNA RED TRIFASICA
Las cargas trifásicas se pueden conectar entre las fases y el neutro, como se conectó el transformador en el rectificador trifásico de media onda, en este caso se dice que la carga está alimentada por voltajes de fase. También se pueden conectar entre las fases sin utilizar el neutro, en este caso se dice que la carga está alimentada por los voltajes de línea VRS, VST y VTR. La figura 37 ilustra cómo
se obtienen los voltajes de línea a partir de los de fase y la relación entre estos. Como puede observarse una tensión de línea se obtiene a partir de las diferencias entre dos tensiones de fase.
VRS = VR - VS = √3 VMF sen (ωt + 30); (Ecuación 17),
VST = VS – VT = √3 VMF sen (ωt - 30); (Ecuación 18),
VTR = VT – VR = √3 VMF sen (ωt + 150); (Ecuación 19),
De las ecuaciones anteriores se puede concluir:
• Que las tensiones de línea son √3 veces más grandes que las de fase, por eso en Colombia, como el voltaje de fase es de 120 V RMS, el voltaje de línea es de 208 V RMS aproximadamente.
• Las tensiones de línea adelantan a las de fase en 30°.
VORMS
VODC V
MF
VMF
• Las tensiones de línea al igual que las de fase se encuentran defasadas entre si 120°.
Figura 37. Tensiones de línea de una red trifásica Lección 5: RECTIFICADOR TRIFÁSICO DE ONDA COMPLETA
La figura 38 muestra el circuito de un rectificador trifásico de onda completa, denominado también puente rectificador trifásico.
Este circuito rectificador tiene las siguientes características:
• Se emplean 6 diodos.
• Dos diodos conducen al mismo tiempo y aplican a la carga tensiones de línea, no de fase, por lo tanto, el valor DC de la tensión en la carga será mayor que el producido por el puente rectificador de media onda.
• Cuando se emplea transformador, el secundario se conecta en estrella, para aumentar las tensiones de línea.
• Presenta menor tensión de rizado.
• La frecuencia es 6 veces mayor que la de la red, es decir que en Colombia, la frecuencia de la onda de salida de este tipo de rectificador es de 360 Hz.
Figura 38. Puente rectificador trifásico El proceso de conducción es el siguiente:
1) Cuando D1 conduce, la corriente sale de la fase R, pasa por D1, atraviesa la carga y cuando retorna a través del diodo D5, la tensión aplicada a la carga es la tensión de línea VRS. Cuando retorna a través del diodo D6, la
tensión aplicada a la carga será ahora la tensión de línea VRT.
2) Cuando D2 conduce la corriente sale de la fase S, pasa por D2, atraviesa la carga y cuando retorna a través del diodo D6, la tensión aplicada a la carga es la tensión de línea VST. Cuando retorna a través del diodo D4, la tensión
aplicada a la carga será ahora la tensión de línea VSR.
3) Cuando D3 conduce la corriente sale de la fase T, pasa por D3, atraviesa la carga y cuando retorna a través del diodo D5, la tensión aplicada a la carga es la tensión de línea VTS. Cuando retorna a través del diodo D4, la tensión
aplicada a la carga será ahora la tensión de línea VTR.
La figura 39 muestra la tensión de salida rectificada en la carga, mostrando los intervalos de conducción de los diodos.
Figura 39. Onda de salida del puente rectificador trifásico La figura 39 se construye de la siguiente manera:
1) Se dibujan primero los voltajes de línea VRS, VST y VTR de acuerdo con las
ecuaciones 17 a 19.
2) Se dibujan los voltajes desfasados 180° de cada uno de los voltajes de línea dibujados en el paso 1 y que corresponden a: VSR, VTS y VRT,
respectivamente.
La figura 40, muestra la condición para que los diodos D1 y D5 entren en conducción y le quede aplicada a la carga la tensión de línea VRS, durante el
intervalo 30° (π/6 radianes) y 90° (π/2 radianes).
Como se puede concluir, los diodos 1 al 3 se polarizan por la tensión de fase más positiva y los diodos 4 al 6 por la tensión de fase más negativa. En este caso, durante el intervalo que se está analizando, la fase R es la más positiva y la S la más negativa, por eso conducen D1 y D5 y por lo tanto la tensión en la carga es el voltaje de línea VRS.
Figura 40. Condición de condición de los Diodos D1 y D5 en el puente rectificador trifásico
A partir de 90° (π/2 radianes) y hasta los 150° (5π/6 radianes), la fase R sigue siendo la más positiva, pero ahora la fase T se convierte en la más negativa, por lo tanto D5 deja de conducir y lo hace ahora D6 y por lo tanto la tensión en la carga es el voltaje de línea VRT, como se muestra en la figura 41.
A partir de los 150° (5π/6 radianes) hasta 210° (7π/6 radianes), la fase más positiva es ahora S y T sigue siendo la más negativa, por lo tanto los diodos que conducen son D2 y D6 respectivamente y entonces la tensión aplicada a la carga es el voltaje de línea VST, como se muestra en la figura 42.
A partir de los 210° (7π/6 radianes) hasta 270° (9π/6 radianes), la fase más positiva sigue siendo S y R es ahora la más negativa, por lo tanto los diodos que conducen son D2 y D4 respectivamente y entonces la tensión aplicada a la carga es el voltaje de línea VSR.
A partir de los 270° (9π/6 radianes) hasta 330° (11π/6 radianes), la fase más positiva es ahora T y R sigue siendo la más negativa, por lo tanto los diodos que conducen son D3 y D4 respectivamente y entonces la tensión aplicada a la carga es el voltaje de línea VTR
Figura 41. Condición de condición de los Diodos D1 y D6 en el puente
rectificador trifásico
Figura 42. Condición de condición de los Diodos D2 y D6 en el puente
A partir de los 330° (11π/6 radianes) hasta 30° (π/6 radianes), la fase más positiva sigue siendo T y S es ahora la más negativa, por lo tanto los diodos que conducen son D3 y D5 respectivamente y entonces la tensión aplicada a la carga es el voltaje de línea VTS.
La figura 43 muestra finalmente la tensión rectificada en la carga, con la información de que diodos conducen por cada intervalo y por lo tanto sirve para calcular el valor DC de la tensión de salida del puente rectificador trifásico con carga resistiva.
Figura 43. Tensión de salida del puente rectificador trifásico Para calcular el valor promedio (VDC) de una tensión se utiliza la ecuación 7.
• Para aplicar esta ecuación es necesario determinar el periodo en radianes, como se muestra a continuación:
• ωT = 3π/6 - π/6 = π/3 radianes
• Lo anterior implica que el periodo de la onda rectificada es 1/6 de la onda seno de cualquiera de las fases y por lo tanto la frecuencia es 6 veces mayor, es decir, 360 Hz.
• Para aplicar la ecuación 7 se utilizara la ecuación de tensión de línea VRS, integrada entre los límites π/6 y π/2.
V
DC=
V
RS VMFV
MF
Resolviendo la ecuación 20 se obtiene el valor promedio o DC de la tensión de salida del rectificador trifásico de onda completa con carga resistiva:
Comparando la ecuación 9 con ecuación 21, se puede concluir que la tensión DC del puente rectificador trifásico es el doble de la del rectificador trifásico de media onda con lo que se logra un aumento del 100%, lo cual justifica utilizarlo.
Ahora se puede calcular el valor de la corriente DC que circula por la carga RL de
la siguiente manera:
IDC = VDC / RL ; (Ecuación 22)
También es importante calcular el valor DC de la corriente a través de los diodos (IDDC) ya que este es un parámetro de selección (IFAV). Como los tres diodos están
conectados al mismo nodo de la carga y como las tensiones de línea tienen la misma magnitud, la corriente DC por estos es 1/3 de la corriente DC por la carga: IDDC = VDC /(3 RL ); (Ecuación 23)
La figura 44 muestra la forma de la corriente por los diodos, en este caso para el diodo D1. Se puede observar como en el periodo entre π/6 y 3π/6 conducen los diodos D1 y D5 y durante el periodo 3π/6 y 5π/6 conducen los diodos D1 y D6, lo que implica que cada diodo conduce durante 4π/6 radianes o sea 120°. El periodo de las corrientes por los diodos es de 2π radianes o 360°. Además, el valor pico de la corriente por los diodos esta dada por la siguiente ecuación:
IMD = √3 VMF / RL ; (Ecuación 24)
π
/6
5π/6
13π/6
RS
RT
RS
π
/6
3π/6
5π/6
RS
RT
RS
RS
I
D1√
3 V
MFR
Lω
t
0
Figura 44. Forma de onda de la corriente por el diodo D1.
Se calculará ahora el valor eficaz o RMS de la corriente por línea de cada devanado secundario del transformador que sirve para determinar el calibre del conductor de los mismos y también para determinar la potencia del secundario. La figura 45 muestra la onda de corriente por la fase R.
Figura 45. Forma de onda de la corriente por la fase R.
En radianes el periodo de la corriente de la figura 45 es 2π radianes, por lo tanto la corriente eficaz correspondiente a la fase R es:
∫
Resolviendo la ecuación 25 se obtiene: IFRMS = 0.7804 IMD; (Ecuación 26)
La especificación en potencia aparente S en VA del transformador suponiendo que es ideal (cero perdidas de potencia) será:
S = 3 VFRMS IFRMS = 5.73 VFRMS2 / RL ; (Ecuación 27).
Es importante analizar ahora las tensiones de polarización inversa que soportan los diodos del rectificador cuando se encuentras apagados (OFF) para asegurarse de que no entrarán en avalancha al exceder el límite de (VRRM).
La figura 46 muestra la condición del circuito cuando el diodo D1 se encuentra abierto debido a que D2 conduce, durante el intervalo 5π/6 y 9π/6.
π
/6
5π/6
TR
ST
SR
TS
3π/6
7π/6
9π/6
11π/6
I
RRS
RT
I
R√
3 V
MFR
L-√3 V
MFR
Lω
t
(ECUACION 25) π/6 π/2____
(I
MDsen (ωt+30))
2dωt;
4
2π
I
FRMS=
[
]
1/2Figura 46. Tensión de polarización inversa del diodo D1 cuando D2 conduce. En este caso la tensión del ánodo con respecto a tierra es la tensión de fase R y la del cátodo es la de la fase S, por lo tanto, la diferencia de tensión entre ánodo y cátodo es VRS , que corresponde a una tensión de línea en un sistema trifásico,
que es √3 veces mayor que una tensión de fase, como ya se explicó anteriormente.
La figura 47 muestra la condición del circuito cuando el diodo D1 se encuentra abierto debido a que D3 conduce, durante el intervalo 3π/2 y π/6. En este caso la tensión del ánodo con respecto a tierra es la tensión de fase R y la del cátodo es la de la fase T, por lo tanto, la diferencia de tensión entre ánodo y cátodo es VRT,
que corresponde a una tensión de línea en un sistema trifásico, que es √3 veces mayor que una tensión de fase.
Figura 47. Tensión de polarización inversa del diodo D1 cuando D3 conduce.
En vista de lo anterior, la máxima tensión de pico inverso es: VRRM = √3 VMF ; (Ecuación 28)
La figura 48 muestra los valores del factor de forma (FF) y el rizado de la onda de voltaje de salida del puente rectificador trifásico.
VORMS VODC
VMF VMF
Figura 48. Factor de Forma y Factor de Rizado
CAPITULO 3: FUNCIONAMIENTO DE LOS TIRISTORES
Introducción
Un tiristor es uno de los tipos más importantes de los dispositivos semiconductores de potencia. Los tiristores se utilizan en forma extensa en los circuitos electrónicos de potencia. Se operan como conmutadores biestables, pasando de un estado no conductor a un estado conductor. Para muchas aplicaciones se puede suponer que los tiristores son interruptores o conmutadores ideales, aunque los tiristores prácticos exhiben ciertas características y limitaciones. Se estudia en este capitulo al tiristor mas empleado en la industria, el SCR (Rectificador Controlado de Silicio)
Lección 1: ESTRUCTURA DEL TIRISTOR
El tiristor (SCR) es un dispositivo semiconductor biestable de cuatro capas, PNPN de tres terminales: ánodo (A), cátodo (K) y puerta (G). Puede conmutar de
bloqueo a conducción, o viceversa, en un solo cuadrante. La figura 49, muestra la estructura interna en función de las uniones PN, su equivalente en transistores BJT y su símbolo.
Figura 49. Estructura interna y símbolo del tiristor.
La curva característica del tiristor se muestra en la figura 50 y en ella se pueden identificar las siguientes zonas de funcionamiento:
• Zona de bloqueo inverso (VAK < 0):
El SCR se encuentra bloqueado (circuito abierto) y solo lo recorre una débil corriente de fuga inversa (IRRM). No se debe sobrepasar la tensión inversa máxima (VRRM), ya que entra en avalancha y se destruye térmicamente. • Zona de bloqueo directo (VAK > 0; sin excitar la puerta):
El SCR se encuentra bloqueado. Solo lo recorre una débil corriente de fuga directa (IDRM). No se debe sobrepasar la tensión directa máxima (VDRM), pues entra en conducción sin acción de control en la puerta.
Figura 50. Curva tensión-corriente del tiristor.
• Zona de conducción (VAK > 0; puerta excitada):
El SCR conduce (cortocircuito). Entre la puerta (G) y el cátodo (K) circula un impulso positivo de corriente. La duración del impulso de cebado será lo suficiente para que la corriente ánodo-cátodo (IT) sea igual a la corriente de enganche, IL. Mientras el SCR conduce, se comporta como un diodo rectificador.
Es importante tener en cuenta que el SCR se bloquea cuando la corriente directa (IT) es menor que la corriente de mantenimiento (IH), en cuyo caso la puerta pierde todo poder sobre el SCR.
El tiristor, tiene las siguientes características generales:
CORRIENT E DE FUGA DIRECTA CORRIENT E DE FUGA INVERSA VOLTAJE DE RUPT URA DIRECTO VOLTAJE DE RUPT URA DIRECTO DISPARO DE PUERTA CAIDA DE TENSIÓN DIRECTA (CONDUCCION) CORRIENT E DE ENGANCHE CORRIENTE DE MAN TENIMIENTO
• Interruptor casi ideal.
• Soporta tensiones altas cuando se encuentra polarizado inversamente. • Es capaz de controlar grandes potencias.
• Fácil controlabilidad, por intermedio de la puerta. • Relativa rapidez de conmutación.
Lección 2: CAUSAS DE DISPARO DEL TIRISTOR
Para producir el disparo del SCR, la corriente ánodo-cátodo, IT, debe ser mayor que la de enganche, IL. Para mantenerse en la zona de conducción, por el SCR debe circular una corriente mayor a la de mantenimiento, IH, por debajo de la cual el SCR se bloquea. Hay dos tipos de disparo: los no deseados y los deseados, es decir, los producidos por pulsos de puerta.
DISPAROS NO DESEADOS
Se presentan por exceso en la tensión aplicada entre ánodo y cátodo y por variación brusca de la misma (dv/dt).
• Por exceso de tensión: Si la tensión soportada por la unión de control se acerca al valor de ruptura directa, la corriente de portadores minoritarios aumenta considerablemente presentándose la corriente de avalancha. Si la corriente de fugas se eleva por encima del valor de la corriente de mantenimiento el SCR es capaz de mantener el estado de conducción tal como se ilustra en la figura 51.
• Por dVAK/dt: Si se produce un cambio brusco de polarización inversa a directa, no hay tiempo para la organización de cargas. La tensión soportada por la unión de control será elevada, acelerando de esta manera los portadores minoritarios. Si esta corriente aumenta por encima de la corriente de mantenimiento, el SCR se mantiene en conducción tal como lo muestra la figura 52.
Figura 51. Disparo no deseado por exceso de tensión
Figura 52. Disparo no deseado por dv/dt DISPAROS DESEADOS O POR PULSOS DE PUERTA
Los huecos inyectados por el terminal de puerta, generan la inyección de una nube de electrones libres desde el cátodo. Algunos electrones son captados y acelerados hacia la unión de bloqueo, generando pares electrón-hueco. Estos huecos generados se dirigen hacia el cátodo introduciendo así más electrones. Si la corriente generada se aumenta por encima de la de enganche, el SCR es capaz de mantener el estado de conducción aunque desaparezca el pulso de puerta, tal como se muestra en la figura 53. La corriente de puerta deberá tener un mínimo valor de amplitud y una mínima duración para que logre poner en conducción al tiristor, cuando este se encuentra polarizado directamente. En la figuras 54 y 55 se ilustra este principio para cargas resistivas e inductivas respectivamente.
Figura 53. Disparo por corriente de puerta
Figura 54. Comportamiento del tiempo de disparo con carga resistiva
El tiempo de retardo a la excitación, tr, se mide a partir del momento en que la corriente de puerta, IG, alcanza su mínimo valor hasta que la corriente por el tiristor, IT, alcanza el 10% de su valor final. El tiempo de subida, ts, se mide a partir del momento en que termina tr hasta que IT alcanza el 90% de su valor final.
El tiempo de disparo, td, es la suma de los dos tiempos anteriores. La duración del pulso de puerta debe ser mayor a td.
Figura 55. Comportamiento del tiempo de disparo con carga inductiva
El tiempo mínimo del pulso de puerta en este caso debe ser mayor al tiempo que la corriente del tiristor se tarda en alcanzar el valor de la corriente de enclavamiento o enganche. Obsérvese que en este caso, este tiempo dependerá de la constante de tiempo RL.
Lección 3: CIRCUITOS DE DISPARO
Los circuitos de disparo, son los encargados de generar los pulsos de puerta positivos, cuando el SCR se encuentra polarizado directamente, para lograr el enganche del tiristor. Pueden ser circuitos de electrónica cableada o microcontrolada. De acuerdo a la manera como se acopla el circuito de disparo con la puerta se clasifican en:
• Acoplamiento directo • Acoplamiento magnético • Acoplamiento óptico
ACOPLAMIENTO DIRECTO
La figura 56, muestra un circuito de disparo acoplado directamente a la puerta del SCR. Cuando el circuito de control no esta generando un pulso, el transistor BJT
