VRM CON CONTROL DE HISTÉRESIS
Y RESPUESTA TRANSITORIA
ÓPTIMA
AUTOR: NOM COGNOM1 COGNOM2
TITULACIÓ: ENGINYERIA TÈCNICA ELECTRÒNICA INDUSTRIAL TUTOR: ÀNGEL BORRELL SANZ
DEPARTAMENT: ELECTRÒNICA DATA : GENER 2007
Resumen
El presente trabajo trata el convertidor CC/CC buck síncrono de una sola fase con control de histéresis. Se lleva a cabo el análisis, el diseño, la simulación y la experimentación de distintas redes de filtrado para la regulación de la tensión de salida en controladores de bajo coste.
El diseño de las redes de filtrado se basa en el análisis de la impedancia de salida para una respuesta transitoria óptima, utilizando un VRM con control de histéresis generalizado. Se analizan tres redes de filtrado y se comparan sus prestaciones en cuanto a impedancia de salida y selección de frecuencia. Se realiza un ejemplo de diseño sobre las tres redes de filtrado, tomando los valores de los componentes de potencia del módulo de evaluación utilizado en la fase experimental, y se procede a su simulación.
La simulación consiste en implementar el convertidor en lazo cerrado sobre Simulink Matlab y comprobar lo realizado en la parte teórica. Los experimentos se realizan sobre el módulo de evaluación del controlador TPS5210 de Texas Instruments. Dicho módulo implementa un convertidor CC/CC buck síncrono de una sola fase con control de histéresis. Modificando ligeramente el circuito se pueden llevar a cabo los experimentos objeto del presente trabajo. También se ha diseñado un circuito para poder someter al convertidor a saltos de carga, y así, demostrar el comportamiento del convertidor en régimen transitorio y comparar los resultados experimentales con las simulaciones. Tanto los resultados obtenidos de simulación, como los experimentales, han permitido validar el análisis basado en la impedancia de salida de lazo cerrado.
Palabras clave
histéresis VRM OVR microprocesador
Contenido
1. Introducción...1
2. Objetivos...5
3. Diseño del controlador de histéresis ...7
3.1. Modelo dinámico del convertidor buck síncrono ...7
4. Experimentación...9
4.1. Características del controlador TPS5210...10
5. Conclusiones y perspectivas ...11
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1. Introducción
El rápido progreso de la tecnología integrada está llevando consigo un descenso del valor de la tensión de alimentación de microprocesadores y otros circuitos integrados digitales hasta valores cercanos a 1 V. Por otro lado, el consumo de corriente va en aumento hasta los 120 A, con unos transitorios de hasta 400 A/µs, cuando el microprocesador pasa de funcionar de modo sleep a modo activo y viceversa.
La figura 1.1 muestra la evolución de la tensión y corriente de alimentación de los microprocesadores Intel de 32-bit. Se puede observar como en un futuro los procesadores funcionarán con tensiones por debajo de 1V , con estrechas tolerancias de tensión, altos consumos y muy rápidos transitorios de corriente [1].
Figura1.1: Evolución en la tensión y corriente de alimentación en los microprocesadores Intel de 32-bit
La solución empleada actualmente para la alimentación de procesadores es la del módulo regulador de tensión (voltage regulator module VRM, point-of-load POL converter) multifase entrelazado. Se trata de un convertidor CC/CC dedicado, única y exclusivamente, a alimentar el procesador. Dicho convertidor se conecta a un bus común de alimentación de potencia de 12 V proveniente de la fuente de alimentación del PC (silver box), véase figura 1.2, y se sitúa muy próximo al procesador con el objetivo de minimizar la impedancia parásita entre el VRM y el procesador, y así, conseguir una regulación precisa de la tensión y una respuesta rápida a los transitorios de carga [2]. Para otras cargas, como memorias o chip sets con corrientes de alimentación inferiores a 20A,
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un VRM de una sola fase es suficientemente capaz de cumplir con las demandas de alimentación de estos dispositivos [3].
Figura1.2: Arquitectura para la alimentación de procesadores
La figura 1.3 muestra dos soluciones para el VRM. La versión enchufable o tarjeta (plug-in VRM) que se conecta a un conector de la placa base del PC y la On-Board, también llamado VR-down (VRD), que implementa su circuito en la propia placa base. La ventaja de la plug-in es su cambiabilidad, mientras que la On-Board elimina el conector caro y problemático. La mayoría de ordenadores de sobremesa usan el VRM On-Board.
(a) (b)
Figura 1.3: Alternativas de conexión: (a) Plug-in VRM y (b) On-Board VRM
A pesar de que los VRMs pueden tomar variedad de formas para los distintos tipos de sistemas de computador y cargas a alimentar, los requisitos fundamentales de funcionamiento de los VRMs son generalmente los mismos. Disponen de un controlador diseñado en forma de circuito integrado. Su principal objetivo es suministrar de forma precisa la tensión de salida en régimen estacionario, y dar una rápida respuesta a los transitorios de carga con la mínima desviación en la tensión de salida. El alto coste del espacio en la placa base, la densidad de potencia y el rendimiento son también cruciales para el diseño de los VRMs [1].
La topología empleada para el VRM es la del convertidor CC/CC reductor sin aislamiento buck síncrono con una frecuencia de conmutación en torno a los 300-500 kHz [1]. La figura 1.4 muestra un convertidor buck síncrono de una sola fase. El convertidor buck síncrono es una variante del convertidor buck tradicional. El dispositivo principal de conmutación es un MOSFET de potencia (Q1) al igual que en el buck clásico.
Introducción EUSS: PFC 2006-2007 3 Vi Q1 Q2 L C Vo Carga iL Vd + -+
-Figura 1.4: Convertidor buck síncrono
El diodo volante tipo Schottky se reemplaza por un MOSFET de potencia (Q2), que se controla de forma complementaria con respecto al principal (Q1); cuando un MOSFET está en conducción (on), el otro está en bloqueo (off). El MOSFET volante se selecciona de forma que tenga un menor voltaje en conducción, con respecto al diodo volante del buck original, para una mayor eficiencia en la conversión.
Con respecto al controlador, el control de histéresis se ha convertido en la estrategia ideal para la alimentación de cargas con alta dinámica debido a su sencillez y excelentes características dinámicas. A diferencia del control PWM, en cualquiera de sus variantes de modo tensión o modo corriente, el control de histéresis no necesita de lazo de realimentación con amplificador de error, ni diseño de redes de compensación, ni tampoco generar una señal repetitiva para la modulación de anchura de pulso. Además, tampoco es necesario sobredimensionar el condensador de salida para poder regular la tensión de salida durante el tiempo que duran los rápidos transitorios de carga debido a la lentitud del lazo de realimentación [4].
Vi Q1 Q2 L C Vo Carga iL Vd + -+ -driver 1-u u Vref comparador de histéresis
Figura 1.5: Convertidor buck síncrono con controlador de histéresis
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2. Objetivos
El presente trabajo se centra en el convertidor CC/CC buck síncrono de una sola fase con control de histéresis y tiene como objetivos: analizar, diseñar, simular y experimentar distintas redes de filtrado para la regulación de la tensión de salida en controladores de bajo coste.
En el capítulo 3 se aborda el diseño de las redes de filtrado basándose en el análisis de la impedancia de salida para una respuesta transitoria óptima, utilizando un VRM con control de histéresis generalizado. Se implementan las tres redes de filtrado expuestas en la introducción, y se comparan sus prestaciones en cuanto a impedancia de salida y selección de frecuencia. Se realiza un ejemplo de diseño sobre las tres redes de filtrado, tomando los valores de los componentes de potencia del módulo de evaluación que se utilizará en la fase experimental, y se procede a su simulación.
La parte de simulación y experimentación del trabajo servirá para validar la parte teórica de diseño. La simulación consistirá en implementar el convertidor en lazo cerrado sobre Simulink Matlab, y comprobar lo realizado en la parte teórica. También servirá como fase previa a la experimental con el módulo de evaluación.
En el capítulo 4 se realizan los ensayos sobre el módulo de evaluación del controlador TPS5210 de Texas Instruments. Dicho módulo implementa un convertidor CC/CC buck síncrono de una sola fase con control de histéresis. Modificando ligeramente el circuito se pueden llevar a cabo los experimentos objeto del presente trabajo. También será necesario diseñar un circuito para poder someter al convertidor a saltos de carga, y así, demostrar el comportamiento del convertidor en régimen transitorio y comparar los resultados experimentales con las simulaciones.
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3. Diseño del controlador de histéresis
En este capítulo se modela la etapa de potencia del convertidor. Seguidamente, utilizando un VRM con control de histéresis generalizado, se obtiene la expresión de la impedancia de salida en lazo cerrado y la de la frecuencia de conmutación en régimen permanente, y se trata el caso de las tres redes de filtrado mostradas en el capítulo de introducción. Por último, se realiza un ejemplo de diseño sobre las tres redes de filtrado tomando como referencia los valores de los componentes de potencia del módulo de evaluación, que se utilizará en la fase experimental, y se procede a su simulación.
3.1.
Modelo dinámico del convertidor buck síncrono
En este apartado se realiza el modelado de la etapa de potencia del convertidor para poder obtener las ecuaciones que describen la dinámica del convertidor buck síncrono. La figura 3.1 muestra el modelo de convertidor buck síncrono objeto del presente trabajo.
Vi C Vo iL Vd + -+ -L R R R R R u=1 u=0 + -Vc carga Io 1 2 L L b b c Vb -+
convertidor buck síncrono
Figura 3.1: Modelo de convertidor buck síncrono
Los elementos parásitos tienen una influencia significativa en la regulación de los VRM. Los componentes parásitos considerados son únicamente los resistivos: las resistencias en estado On (Ron) de los MOSFET de potencia, R1 y R2, la resistencia del inductor de salida, RL , la resistencia
del condensador de salida, Rb y la resistencia entre el convertidor y la carga, Rc.
La carga se modela usando una fuente de corriente variable en el tiempo io. Nótese como la tensión
de salida vo se sensa en la carga en lugar de en la salida del convertidor. Esto se conoce como
sensado remoto. Como aspecto práctico, normalmente se conectan varios condensadores cerámicos alrededor del conector de carga para compensar la inductancia parásita entre el convertidor y la carga. Estos pequeños condensadores se ignoran en el modelo al igual que las inductancias
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parásitas. La variable de control del convertidor u toma el valor u=1 cuando el interruptor Q1 está en conducción y Q2 en corte y u=0 cuando Q1 está en corte y Q2 en conducción.
Teniendo presente el modelo anterior, las ecuaciones dinámicas del convertidor quedan determinadas por: ) t ( v ) t ( i · R ) t ( v dt ) t ( di LL L = d − L L − c (3.1) ....
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4. Experimentación
Para la parte experimental del presente trabajo se dispone del módulo de evaluación TPS5210EVM-126 (SLVP126EVM) de Texas Instruments, tal como muestra la figura 4.1. Dicho módulo implementa un convertidor buck síncrono con el controlador de histéresis TPS5210. A partir de una alimentación principal de 12 V y una auxiliar de 5 V para el controlador, el módulo de evaluación es capaz de proporcionar una corriente de salida de 40 A de forma continua con una tensión de salida programable de 1.3 V a 3.5 V, determinada por un convertidor digital analógico de 5 bit. El módulo de evaluación dispone de puntos de test para visualizar formas de onda y comprobar su funcionamiento [8].
Figura 4.1: Módulo de evaluación SLVP126
Sobre el módulo de evaluación se van a implementar las tres redes de filtrado analizadas en el capítulo 3 y así poder comparar los resultados obtenidos mediante simulación. Por otro lado, y para poder experimentar el comportamiento dinámico del convertidor con las distintas redes de filtrado, se ha diseñado un circuito para someter al convertidor a saltos de carga y se ha implementado a modo de prototipo.
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4.1.
Características del controlador TPS5210
El TPS5210 es un controlador para la regulación de convertidores buck síncronos de altas prestaciones [5], [9]. La figura 4.2 muestra el esquema y formas de onda de un regulador de histéresis incluyendo un diagrama de bloques simplificado del TPS5210. Los principales bloques funcionales mostrados son:
• comparador de histéresis,
• control adaptativo de tiempo muerto del disparo de la puerta del MOSFET inferior (adaptative deadtime control), para minimizar el tiempo de conducción del diodo intrínsico y prevenir la conducción simultánea de los MOSFETs superior e inferior,
• referencia del 1% programable a partir de un convertidor digital analógico no mostrado en la figura,
• ventana de histéresis simétrica con respecto a la tensión de referencia (hysteresis setting),
• modificación de la tensión de referencia en función de la corriente (droop control)
• y sensado indirecto de la corriente.
También dispone de protecciones como arranque lento y sobrecarga, entradas digitales para la programación de la tensión de salida y activación, referencias de potencia y señal separadas y, por último, tensión flotante para el control de puerta del MOSFET superior.
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5. Conclusiones y perspectivas
En el presente trabajo se ha procedido al análisis, diseño, simulación y experimentación de distintas redes de sensado para la regulación de la tensión de salida del convertidor CC/CC buck síncrono de una sola fase con control de histéresis.
El diseño se ha basado en el análisis de la impedancia de salida en lazo cerrado del convertidor. Los resultados obtenidos mediante simulación y experimentación han permitido comparar la respuesta transitoria de la tensión de salida del convertidor frente a cambios bruscos en la corriente de carga con tres redes de sensado distintas.
Con las redes tipo 2 y tipo 3 se consigue impedancia de salida en lazo cerrado constante, con lo cual la tensión de salida no tiene oscilaciones cuando se produce un cambio en la corriente de carga. La red tipo 3, además, permite escoger la frecuencia de salida mediante el condensador Ca, y
es la que ofrece mejores prestaciones. En la tipo 1 se obtiene que la impedancia de salida en lazo cerrado depende de la frecuencia, con lo cual la tensión de salida se verá sometida a oscilaciones frente a los cambios de la corriente de salida.
Aparece una desviación apreciable de la tensión de salida en la transición de plena carga a vacío. Se puede disminuir dicha desviación dimensionando adecuadamente la capacidad de salida y el inductor, como se demostró en el apartado de simulación. Sin embargo, esto último no se ha llevado a cabo sobre el módulo de evaluación ya que se optó por no modificar los valores iniciales del convertidor.
Se ha demostrado que los resultados obtenidos mediante simulación y experimentación validan el diseño basado en el análisis de la impedancia de salida de lazo cerrado para una respuesta transitoria óptima.
A la finalización del trabajo y con los resultados obtenidos se plantean dos perspectivas de continuidad en el campo de la alimentación de cargas con dinámica rápida. Por un lado, la experimentación del controlador alimentando a una carga real, por ejemplo un microprocesador, y por otro lado, extender el análisis realizado en el presente trabajo a los convertidores multifase.
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6. Referencias
[1] J.Wei, F. C. Lee, “An Output Impedance-Based Design of Voltage Regulator Output Capacitors for High Slew-Rate Load Current Transients” in IEEE APEC’04, 2004, pp. 304-310.
[2] M. Castilla, L. García de Vicuña, J. M. Guerrero, J. Matas, and J. Miret “Design of voltage-mode hysteretic controllers for synchronous buck converters supplying microprocessor loads” IEE Proc.-Electr. Power Appl,Vol 152, No.5, September 2005, pp. 1171−1718.
[3] T. Nabeshima, T. Sato, S. Yoshida, S. Chiba, and K. Onda, “Analysis and design considerations of a buck converter with a hysteretic PWM controller,” in Proc. IEEE PESC’04, 2004, pp. 1711−1716.
[4] R. Miftakhutdinov, “An analytical comparison of alternative control techniques for powering next-generation microprocessors,” in Proc. Power Supply Design Sem., Texas Instruments, 2001.
[5] “Designing fast response synchronous buck regulators using the TPS5210”, App. Report, Texas Instruments, March 1999.
[6] G. Schrom, P. Hazucha, J. Hahn, D. Gardner, B. Bloechel, G. Dermer, S.Narendra, T.Karnik, and V. De, “A 480−MHz, multi-phase interleaved buck DC−DC converter with hysteretic control,” in Proc. IEEE PESC’04, 2004, pp. 4702−4707.
[7] “VRM 8.3 DC-DC Converter Design Guidelines”, Intel document 243870-002, March 1999.
[8] “ High performance 45-A synchronous buck EVM using the TPS5210”, User’s Guide, Texas Instruments, July 1999.
[9] “TPS5210 Programmable synchronous - buck regulator controller”, Data sheet, Texas Instruments, September 1998.
