Operación en Modo 2.

Al igual que el aparte anterior, se presentan a continuación las formas de onda obtenidas al simular en SPICE el funcionamiento del circuito cuando opera en el Modo 2 para así comprobar igualmente la veracidad del análisis teórico realizado en el capitulo 4. Se observará también que las señales obtenidas en modo dos mediante la simulación son muy similares a las planteadas teóricamente.

El siguiente paso es fijar el valor de la inductancia de recuperación, La o Ld. Para la

selección de este componente debe llegarse a una solución de compromiso entre el tiempo de recuperación deseado (tr) y el valor pico de la corriente de recuperación (ISP). Como se vio en

el capítulo 4, es necesario limitar la corriente pico que circula por el IGBT involucrado en la conmutación y el condensador. Para ello se calculan las inductancias para el peor caso, cuando no hay corriente de carga (corriente de carga igual a cero). Para ello es necesario imponer un valor pico de corriente el cual debe ser menor al máximo permitido por los IGBTs. De acuerdo

a nuestra premisa anterior de no trabajar con valores de corrientes altas, se escoge un valor pico de corriente de 6 amp.

(a) Conmutación de apagado del IGBTu.

(b) Conmutación de encendido del IGBTu.

Figura 5.9. Formas de onda del voltaje y la corriente en el IGBT durante el proceso de simulación de conmutación en el Modo 1 durante: (a) Conmutación de apagado del

IGBTu, (b) Conmutación de encendido del IGBTu.

Habiendo ya definido el condensador y el valor de corriente pico de recuperación se puede, mediante la ecuación 4.39 del capítulo 4, calcular el valor de inductancia La o Ld, el

La figura 5.10 muestra las formas de onda de las corrientes y tensiones en los puntos de interés de este circuito simulado con SPICE cuando ocurre la conmutación en el Modo 2.

Se observa que las formas de onda postuladas en el estudio teórico se corresponden con las producidas por la simulación.

La discrepancia más significativa es que las corrientes en el condensador ICs y en el

dispositivo IGBTd, no se hacen cero abruptamente, sino que presentan una oscilación,

alcanzando inclusive valores negativos, debido a las características de conmutación que presentan los dispositivos reales.

Con respecto al tipo de conmutación, desde el punto de vista de las pérdidas la Figura 5.11 presenta las formas de onda del voltaje colector emisor y de la corriente en el dispositivo IGBTu durante el proceso de encendido (Figura 5.11a) y el de apagado (Figura

5.11b). Como puede observarse, durante el encendido la corriente es prácticamente nula hasta que el voltaje se hace cero, mientras que en el apagado, el voltaje comienza a subir una vez que la corriente se ha reducido considerablemente, confirmando que las conmutaciones son efectivamente de los tipos ZVS y ZCS. Esto significa que la potencia (trazo grueso negro de la figura 5.11a y 5.11b) pérdidas durante los dos procesos de conmutación son muy pequeñas.

Figura 5.10. Simulación de las formas de onda de la corriente y la tensión durante la conmutación en Modo 2.

Debe señalarse que el tiempo durante el cual circula corriente a través del condensador de amortiguamiento, ts es ahora más largo que en el Modo 1. En el Modo 2 dicho tiempo

siempre es mayor que el valor td, ya que el pulso de reposición que cierra la acción del

amortiguador, circula después de que termina el tiempo de reposo.

(a) Conmutación de apagado del IGBTu.

(a) Conmutación de encendido del IGBTu.

Figura 5.11. Formas de onda del voltaje y la corriente en el IGBT durante el proceso simulación de la conmutación en el Modo 2 durante: (a) Conmutación de apagado del

IGBTu, (b) Conmutación de encendido del IGBTu.

En la figura 5.12 se observa las formas de ondas de tensión y corriente en las conmutaciones durante el proceso de apagado del IGBTu. El trazo grueso de la figura 5.12

indica la potencia (trazo grueso negro de la figura 5.12) disipada sobre el IGBTu durante la

conmutación. Si se compara esta gráfica con la obtenida mediante la utilización de amortiguador (figura 5.9a) se puede deducir claramente la importancia de la utilización y como estos ayudan considerablemente en la reducción de dicha potencia durante la conmutación.

La Figura 5.13 muestra las forma de onda de la corriente en el condensador y la tensión en el dispositivo conmutador para el caso del Modo 2a, para lo cual se procedio a quitar la carga del circuito para que en el momento del tiempo de retardo no halla corriente cargando al condensador CS. Se observa que las predicciones teóricas son similares a los resultados

obtenidos en la simulación.

Con respecto a la conmutación en este caso, la Figura 5.13 presenta las formas de onda del voltaje colector emisor y de la corriente en el dispositivo IGBTu durante el proceso de

encendido y la potencia disipada durante este modo. Claramente se observa que la conmutación en este caso ocurre con pérdidas muy bajas y casi imperceptibles de medir.

Figura 5.12. Formas de onda del voltaje y la corriente en el IGBT durante el proceso de simulación de conmutación de apagado en el Modo 2 sin utilizar circuito amortiguador

Figura 5.13 Simulación de las formas de onda de la corriente y la tensión para el Modo 2.a.

Como en los casos anteriores, durante el encendido la corriente es prácticamente nula hasta que el voltaje se hace cero. Las formas de onda para el proceso de apagado son también similares a las del Modo 2, por lo que las pérdidas durante los dos procesos de conmutación son casi nulas.

Cómo método de reducción de la corriente atrapada se uso el método resistivo. En base a la ecuación 5.6 y la figura 5.5 de este capítulo, se calculo una resistencia de 12 ohm como valor óptimo para la reducción de la corriente a cero en un tiempo menor a 5 µseg. Las formas de ondas simuladas para el caso del decaimiento de la corriente atrapada se muestra en la figura 5.15. En la figura se observa la forma de onda de la corriente en el diodo Dau (que es

igual a la forma de onda de la resistencia Rau).

Se observa que con la utilización de esta resistencia (12Ω) es posible la reducción la corriente atrapada a cero en el tiempo aproximado de 5 µseg; de acuerdo con lo deseado en el circuito.

Figura 5.14. Formas de onda del voltaje y la corriente en el IGBT durante el proceso de simulación de encendido en el Modo 2.a.

Figura 5.15. Simulación del decaimiento de la corriente atrapada.

El valor de la corriente promedio en los diodos, Id, se puede calcular como :

=

∫

Id CIR

1

(5.15)

Donde ACIR es la contribución de la corriente atrapada en el amortiguador; para

dimensionar los diodos solo es necesario calcular la contribución de peor caso, correspondiente al máximo valor de la corriente atrapada, con lo que el problema se reduce a integrar la forma de onda de la corriente de decaimiento del lazo de corriente atrapada.

El valor de ACIR es posible calcularlo mediante una aproximación lineal del

decaimiento de la corriente atrapada de la figura 5.5. En este caso el valor de AIcir puede ser

calculado integrando la siguiente ecuación: Lmax _Lmax CIR I I - A = t+ P_er (5.16)

En donde ILmax es el valor máximo de la corriente de carga (en nuestro caso igual a

1.3amp); Per es el periodo o tiempo total del decaimiento de la corriente atrapada (en nuestro

caso aproximadamente igual a 5µs).

Para el inversor puesto en práctica en este trabajo el valor de esta corriente no compromete de manera importante el máximo de potencia de nuestro inversor; lo cual reafirma la premisa hecha anteriormente en la de no trabajar a altas potencias. De todos modos, para futuras aplicaciones donde se deseara trabajar a potencias elevadas, este cálculo de la corriente promedio debe ser tomado muy en cuenta para el dimensionamiento de los diodos.

5.4. Inversor con amortiguador de inductancia dividida y condensador