UNIVERSIDAD SIMÓN BOLÍVAR Decanato de Estudios de Postgrado
Doctorado en Ingeniería
TESIS DOCTORAL
TÉCNICAS AVANZADAS DE AYUDA A LA CONMUTACIÓN PARA DISPOSITIVOS ELECTRÓNICOS DE POTENCIA.
por
Gerardo Ceglia Diotaiuti
UNIVERSIDAD SIMÓN BOLÍVAR Decanato de Estudios de Postgrado
Doctorado en Ingeniería
TÉCNICAS AVANZADAS DE AYUDA A LA CONMUTACIÓN PARA DISPOSITIVOS ELECTRÓNICOS DE POTENCIA.
Tesis Doctoral presentada a la Universidad Simón Bolívar por
Gerardo Ceglia Diotaiuti
Como requisito parcial para optar al título de Doctor en Ingeniería
Realizado con la tutoría del Profesor Víctor Guzmán Ph. D.
AGRADECIMIENTO
Ante todo gracias a Dios por haberme dado la oportunidad de estar donde estoy, al ayudarme y guiarme para superar otra etapa de mi vida.
Gracias a mi familia, en especial a mis padres por apoyarme en todos los momentos difíciles de mi vida.
Agradecimiento a la Universidad Simón Bolívar; por la oportunidad que me da de estudiar y trabajar en tan prestigiosa Universidad.
Quiero expresar mi más sincero agradecimiento a las siguientes personas: Al profesor Víctor Guzmán por la supervisión y guía de este trabajo.
A la profesora Maria Isabel Giménez de Guzmán por la ayuda y la atención prestada durante el trabajo.
Al grupo SIEP (Grupo de Sistemas Industriales de Electrónica de Potencia), por el equipo y material suministrado para el desarrollo de las pruebas.
DEDICATORIA
A mis padres:
Lucia Diotaiuti de Ceglia Doménico Ceglia Rossi
RESUMEN
El presente trabajo tiene como propósito el estudio, diseño e implementación de circuitos amortiguadores de alta eficiencia para conmutadores de potencia tipo IGBTs en empaques o módulos múltiples (de 2 dispositivos en configuración de columna inversora, tipo medio puente “half-bridge”) para inversores. Con las configuraciones presentadas en el trabajo es posible realizar la disipación o recuperación de energía de conmutación, lo cual permite extender el rango de operación (corriente-voltaje) de los dispositivos de conmutación de potencia y aliviarlos del esfuerzo producido por los altos di/dt y dv/dt (debido a la carga inductiva) que ocurren respectivamente durante las conmutaciones de encendido y de apagado.
El circuito, basado en la configuración básica del amortiguador compartido, opera en base a dos pares inductancias-diodo situados en cada una de las dos barras dc de alimentación del inversor. Esta configuración da origen al circuito amortiguador de inductancia dividida y condensador compartido. Se implementa también el amortiguador de inductancia y condensador compartido el cual utiliza una sola inductancia de amortiguamiento pero adiciona un elemento conmutador adicional para la amortiguación. Los amortiguadores probados en este trabajo utilizan un número mínimo de componentes; si se acepta un aumento en la complejidad, se propone la inclusión de un acople magnético (transformador) para extraer la energía y disiparla o transferirla a la fuente de alimentación del inversor, logrando una operación óptima desde el punto de vista de la disipación de energía durante la conmutación.
INDICE GENERAL
CAPÍTULO I. INTRODUCCIÓN. 1
CAPÍTULO II.- EVOLUCIÓN DE LOS CIRCUITOS AMORTIGUADORES PARA AYUDA A LA
CONMUTACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE
ELECTRÓNICA DE POTENCIA. 6
2.1.- Combinación de circuitos amortiguadores 6
2.2.- Circuitos amortiguadores en conmutador tipo IGBT. 6
2.3.- Cuantificador de las pérdidas en conmutación. 8
2.4.- Circuitos amortiguadores clásicos en inversores. 10
2.5.- Amortiguadores con recuperación de la energía. 12
2.6.- Amortiguadores combinados. 15
2.7.- Amortiguadores activos 20
2.8.- Cuantificación de pérdidas en inversores. 20
2.9.- Consideraciones sobre las formas de onda de corriente-voltaje a analizar. 21 2.9.1.- La carga no se considera como una fuente de corriente constante
(L / Rh << T). 21
2.9.1.1.- Conmutación de encendido. 21
2.9.1.2.- Conmutación de apagado. 22
2.9.2.- La carga se considera como una fuente de corriente constante
2.9.2.1.- Conmutación de encendido. 23
2.9.2.2.- Conmutación de apagado. 23
2.10.- Pérdidas en conmutación. 24
CAPÍTULO III. EL AMORTIGUADOR DE INDUCTANCIA DIVIDIDA Y CONDENSADOR COMPARTIDO 25
3.1.- Los módulos de potencia. 25
3.2.- El problema de la inductancia dividida. 27
CAPÍTULO IV. MODOS DE OPERACIÓN DEL AMORTIGUADOR DE INDUCTANCIA DIVIDIDA Y CONDENSADOR
COMPARTIDO 36
4.1.- Modo 1 37
4.2.- Modo 2 43
4.2.1.- Comportamiento de la corriente en la inductancia Lu 49
4.2.2.- Consideraciones sobre los voltajes VCE 52
4.2.3.- Consideraciones sobre las corrientes atrapadas 53
4.3.-Modo 2.a 57
4.3.1.- Consideraciones en el Modo 2a 60
4.4.- Origen de los modos de operación de orden superior. 63
4.4.1.- Modo 3 63
4.4.1.2.- Consideraciones sobre las corrientes atrapadas. 71
4.4.2.- Modo 4 75
4.4.2.1.- Consideraciones sobre las corrientes en las
inductancias. 78
4.4.2.2.- Consideraciones sobre los diodos. 80
4.4.2.3.- Consideraciones sobre las tensiones.
colector – emisor VCE en los dispositivos de potencia. 80
4.4.3.- Modo 5. 83
4.4.3.1.- Consideraciones sobre las tensiones
colector – emisor VCE. 88
4.4.4.- Modo 5a. 92
4.4.5.- Modo 6. 98
4.5.- Tabla resumen de los modos. 105
4.6.- Consideraciones sobre las ocurrencias de los modos de conmutación 106
CAPÍTULO V. REDUCCION DE LA CORRIENTE ATRAPADA: SIMULACIONES Y RESULTADOS
EXPERIMENTALES. 108
5.1.- Caso amortiguador de inductancia dividida y condensador
compartido 108
5.1.1.- Reducción de la corriente atrapada mediante aumento de la
resistencia en el lazo. 110
5.1.3.- Reducción de la corriente atrapada mediante bobina auxiliar en el
lazo. 119
5.2.- Consideraciones finales. 120
5.3.- Simulación de la operación de un circuito inversor de onda cuadrada a la
salida utilizando los métodos de reducción de la corriente atrapada. 122
5.3.1. Operación en Modo 1. 123
5.3.2. Operación en Modo 2. 124
5.4. Inversor con amortiguador de inductancia dividida y condensador
compartido: Resultados experimentales. 131
5.5.- Resultados obtenidos con el circuito amortiguador de inductancia dividida y condensador compartido con recuperación mediante
transformador en lazo de la corriente atrapada. 135
5.6. Resultados obtenidos con el circuito amortiguador de inductancia dividida y condensador compartido con recuperación de la corriente atrapada mediante
bobinas auxiliares. 137
CAPÍTULO VI. AMORTIGUADOR ACTIVO DE INDUCTANCIA Y
CONDENSADOR COMPARTIDO. 139
6.1.- Presentación del Amortiguador de inductancia y condensador compartido 139
6.2.- Modo 1. 141
6.3.- Modo 2. 145
6.5.- Modo 3. 155 6.6.- Corriente atrapada: Caso amortiguador activo de inductancia y
condensador compartido. 157
6.7.- Resultados de la simulación del amortiguador activo de inductancia y
condensador compartido. 158
CAPÍTULO VII. PRUEBAS EXPERIMENTALES DEL AMORTIGUADOR ACTIVO DE
INDUCTANCIA Y CONDENSADOR COMPARTIDO 165
7.1.- Resultados experimentales del amortiguador activo de inductancia
y condensador compartido. 165
CAPÍTULO VIII. CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES 179
REFERENCIAS BIBLIOGRAFICAS 184
APENDICES.
APÉNDICE A. CUANTIFICACIÓN DE LAS PÉRDIDAS. 189
A.1.- Proceso de conmutación de apagado. 190
A.1.1.- Cuantificación de las pérdidas en S durante la
conmutación de apagado. 192
A.2.- Proceso de conmutación de encendido. 193
conmutación de encendido. 195
A.3.- Totalización de las pérdidas. 196
A.4.- Proceso de conmutación de apagado con circuito
amortiguador RC clásico. 197
A.4.1.- Cuantificación de las pérdidas en S con circuito amortiguador
durante la conmutación de apagado. 200
A.5.- Proceso de conmutación de encendido con circuito
amortiguador RL clásico. 204
A.5.1.- Cuantificación de las pérdidas en S durante la
conmutación de encendido. 207
A.5.2.- Cuantificación de las pérdidas S durante la
conmutación de encendido (caso de t2 = t3). 209
ANEXOS.
ANEXO A. Características técnicas del módulo IGBT. 212
ANEXO B. Características técnicas del osciloscopio marca Tecktronic. 215 ANEXO C. Diagrama y descripción de la plataforma de trabajo. 217
ANEXO D. EPF10K20RC240. 220
INDICE DE FIGURAS
CAPÍTULO II.- EVOLUCIÓN DE LOS CIRCUITOS
AMORTIGUADORES PARA AYUDA A LA CONMUTACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE
ELECTRÓNICA DE POTENCIA. 6
Figura 2.1.- Circuitos amortiguadores combinados. 7
Figura 2.2.- Formas de ondas corriente-tensión en un IGBT durante la
conmutación de apagado 7
Figura 2.3.- Troceador con IGBT y circuito amortiguador de apagado. 8
Figura 2.4.- Circuito troceador clásico 8
Figura 2.5.- Circuito inversor monofásico con amortiguadores clásicos de
encendido y apagado. 11
Figura 2.6.- Circuito inversor trifásico con circuitos amortiguadores
combinados. 12
Figura 2.7.- Inversores con amortiguadores recuperadores de energía. 13
Figura 2.8.- Amortiguador tripolar recuperador de energía. 14
Figura 2.9.- Inversor trifásico con amortiguador de condensador compartido. 14 Figura 2.10.- Circuito troceador utilizando SCR con circuito amortiguador de
encendido y de apagado. 14
Figura 2.11.- Circuito troceador utilizando transistor de potencia con circuito
Figura 2.12.- Formas de ondas corriente-voltaje según el tipo de snubber
utilizado. 18
Figura 2.13.- Trayectoria del punto de funcionamiento en el plano I-V según el
tipo de amortiguador utilizado. 19
Figura 2.14.- Configuraciones clásicas de circuitos conversores. 19 Figura 2.15.- Formas de ondas corriente-voltaje durante la conmutación de
encéndido y apagado. 24
CAPÍTULO III. EL AMORTIGUADOR DE INDUCTANCIA DIVIDIDA Y CONDENSADOR COMPARTIDO. 25
Figura 3.1. Módulo IGBT medio puente. 25
Figura 3.2. Módulo IGBT puente trifásico. 26
Figura 3.3. Inversor con amortiguador de inductancia dividida. 28
Figura 3.4. Corriente y tensión en una inductancia. 30
Figura 3.5. Inversor con IGBTs y amortiguador de inductancia con toma central. 32 Figura 3.6. Inversor con amortiguador de inductancia dividida y condensador
compartido. 33
Figura 3.7. Inversor con amortiguador activo de inductancia
CAPÍTULO IV. MODOS DE OPERACIÓN DEL AMORTIGUADOR DE INDUCTANCIA DIVIDIDA Y CONDENSADOR
COMPARTIDO. 36
Figura 4.1.- Configuración del circuito amortiguador propuesto. 37 Figura 4.2.- Formas de onda teóricas durante la operación en el Modo 1. 41
Figura 4.3.- Circuito Equivalente Modo 2. 44
Figura 4.4.- Formas de onda teóricas durante la operación en el Modo 2. 46 Figura 4.5.- Valores extremos de la corriente Icp(IK). Gráfica de la corriente
atrapada en la inductancia Lu en función de la corriente de carga. 52
Figura 4.6.- Circuito equivalente para el Modo 2a. 57
Figura 4.7.- Formas de onda teóricas durante la operación en el Modo 2.a 59 Figura 4.8.- Configuración del circuito amortiguador para el análisis
del Modo 3. 65
Figura 4.9.- Circuito equivalente del Modo 3, intervalo (t2 – t3) 66
Figura 4.10.- Formas de onda teóricas observadas durante la operación
en el Modo 3. 67
Figura 4.11.- Circuito equivalente Modo 4 76
Figura 4.12.- Formas de onda teóricas durante la operación en el Modo 4 79 Figura 4.13.- Configuración del circuito amortiguador para el análisis del
Modo 5. 83
Figura 4.14.- Circuito equivalente Modo 5 84
Figura 4.16.- Configuración del circuito amortiguador para el análisis del
Modo 5a. 92
Figura 4.17.- Formas de onda teóricas durante la operación en el Modo 5a 94
Figura 4.18.- Circuito equivalente Modo 5a 95
Figura 4.19.- Configuración del circuito amortiguador para el análisis del
Modo 6. 99
Figura 4.20.- Formas de onda teóricas durante la operación en el Modo 6 101
Figura 4.21.- Circuito equivalente Modo 6 102
Figura 4.22.- Formas de onda de la ocurrencia de los modos de operación. 107
CAPÍTULO V. REDUCCION DE LA CORRIENTE ATRAPADA: SIMULACIONES Y RESULTADOS
EXPERIMENTALES. 108
Figura 5.1.- Circuito equivalente del lazo cerrado. 109
Figura 5.2.- Circuito inversor con reductor de la corriente atrapada aumentando
la resistencia de lazo. 111
Figura 5.3.- Curva para selección del valor de la resistencia para la eliminación
de la corriente atrapada. 113
Figura 5.4.- Región óptima de operación para escogencia de la resistencia para
la eliminación de la corriente atrapada. 115
Figura 5.5.- Energía almacenada en la inductancia. 116
auxiliar. 117 Figura 5.7.- Reducción de la corriente atrapada mediante bobina auxiliar en el
lazo. 120
Figura 5.8.- Formas de onda simuladas en SPICE para el Modo 1, presentando el intervalo completo de la conmutación de apagado del
dispositivo IGBTd 124
Figura 5.9.- Formas de onda del voltaje y la corriente en el IGBT durante el proceso de simulación de conmutación en el Modo 1 durante: a)Conmutación de apagado del IGBTu, b)Conmutación de
encendido del IGBTu 125
Figura 5.10. Simulación de las formas de onda de la corriente y la tensión
durante la conmutación en Modo 2. 126
Figura 5.11.- Formas de onda del voltaje y la corriente en el IGBT durante el el proceso de simulación de conmutación en el Modo 2 durante: a)Conmutación de apagado del IGBTu, b)Conmutación de
encendido del IGBTu 127
Figura 5.12.- Formas de onda del voltaje y la corriente en el IGBT durante el proceso de simulación de la conmutación de apagado en el Modo
2 sin utilizar circuito amortiguadores (potencia en el IGBTu
en trazo grueso). 126
Figura 5.13.- Simulación de las formas de onda de la corriente y la tensión para
Figura 5.14.- Formas de onda del voltaje y la corriente en el IGBT durante el
proceso de simulación de encendido en el Modo 2.a. 130 Figura 5.15.- Simulación del decaimiento de la corriente atrapada. 130 Figura 5.16.- Formas de ondas de los resultados experimentales del circuito
amortiguador de inductancia dividida y condensador compartido. 133 Figura 5.17.- (a) Simulación de la tensión colector-emisor y corriente de
recuperación (Modo 2), (b) Medición de la tensión colector-emisor
y corriente de recuperación (Modo 2). 136
Figura 5.18.- Medición de la tensión colector-emisor del IGBT superior y
corriente de recuperación (Modo 2). 138
CAPÍTULO VI. AMORTIGUADOR ACTIVO DE INDUCTANCIA Y
CONDENSADOR COMPARTIDO 139
Figura 6.1.- Amortiguador activo de inductancia y condensador compartido con las cuatro formas de implementar el conmutador auxiliar
bidireccional. 140
Figura 6.2.- Configuración del circuito amortiguador activo propuesto. 142 Figura 6.3.- Formas de onda teóricas durante la operación en el Modo 1
amortiguador activo de inductancia y condensador compartido. 143 Figura 6.4.- Formas de onda teóricas del conmutador durante la operación en el
Modo 2. 148
Figura 6.6.- Circuito equivalente para Modo 2a. 152 Figura 6.7.- Formas de onda teóricas durante la operación en el Modo 2.a 153 Figura 6.8.- Configuración del circuito amortiguador para el análisis
del Modo 3. 155
Figura 6.9.- Propuesta para recuperación de energía en el Amortiguador activo. 158 Figura 6.10.- Formas de onda de las señales de activación de los IGBTs. 159 Figura 6.11.- Formas de onda simuladas en SPICE para el Modo 1 (Activo). 160 Figura 6.12.- Simulación: Formas de onda del voltaje y la corriente en el IGBT durante el proceso de conmutación de encendido
en el Modo 1 (Activo). 161
Figura 6.13.- Simulación: Formas de onda de corriente/tensión para
el Modo 2 (Activo) 162
Figura 6.14.- Simulación: Formas de onda del voltaje y la corriente en el IGBT durante el proceso de conmutación de apagado en el Modo 2
(Activo). 162
Figura 6.15.- Simulación: Formas de onda del voltaje y la corriente en el IGBT durante el proceso de conmutación de encendido en el Modo 2
(Activo). 163
Figura 6.16.- Simulación: Formas de onda del voltaje, corriente y potencia en el IGBT durante el proceso de conmutación de apagado sin
CAPÍTULO VII. PRUEBAS EXPERIMENTALES DEL
AMORTIGUADOR ACTIVO DE INDUCTANCIA
Y CONDENSADOR COMPARTIDO 165
Figura 7.1.- Circuito inversor con la implementación propuesta del circuito amortiguador activo de inductancia dividida y condensador
compartido 165
Figura 7.2.- Forma de ondas medidas en el inversor experimental en Modo 1: (a)VCEd(25 V/div), (b)VCEu (25 V/div), (c)VCS (50 V/div),
(d)ICS(5 A/div) 168
Figura 7.3.- Forma de ondas medidas en el inversor experimental en Modo 2: (a)VCEd(25 V/div), (b)VCEu (25 V/div), (c)VCS (50 V/div),
(d)ICS(2 A/div) 169
Figura 7.4.- Forma de ondas medidas en el inversor experimental en Modo 2a: (a)VCEd(25 V/div), (b)VCEu (25 V/div), (c)VCS (50 V/div),
(d)ICS(2 A/div (a) 170
Figura 7.5.- Forma de ondas medidas en el inversor experimental en Apagado
Modo 1: (a)VCEu(25 V/div), (b)IIGBTu (2 A/div), (c)VCEu*IIGBTu 171
Figura 7.6.- Forma de ondas medidas en el inversor experimental en Apagado Modo 1 (Sin amortiguador): (a)VCEu(25 V/div), (b)IIGBTu (2 A/div),
(c)VCEu*IIGBTu (a) 172
Figura 7.7.- Forma de ondas medidas en el inversor experimental durante el encendido operando en Modo 1: (a)VCEu(25 V/div),
(b)IIGBTu (5 A/div), (c)VCEu*IIGBTu 173
Figura 7.8.- Forma de ondas medidas en el inversor experimental durante el encendido operando en Modo 2: (a)VCEu(25 V/div),
(b)IIGBTu (1 A/div), (c)VCEu*IIGBTu 174
Figura 7.9.- Forma de ondas medidas en el inversor experimental durante el apagado operando en Modo 2: (a)VCEu(25 V/div), (b)IIGBTu
(1A/div), (c)VCEu*IIGBTu 175
Figura 7.10.- Forma de ondas medidas en el inversor experimental
durante el encendido operando en Modo 2.a: (a)IIGBTu (2 A/div),
(b)VCEu(25V/div), (c) VCEu*IIGBTu 176
Figura 7.11.- Forma de ondas medidas en el inversor experimental operando en Modo 2: (a)VCEd(50 V/div), (b)VCEu(50 V/div), (c)VL (50 V/div),
(d)IT1 (1A/div), (e) VCE T1*IT1 177
Figura 7.12.- Circulación de corriente en el secundario operando en Modo 2:
ÍNDICE DE TABLAS
CAPÍTULO II. EVOLUCIÓN DE LOS CIRCUITOS
AMORTIGUADORES PARA AYUDA A LA CONMUTACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE
ELECTRÓNICA DE POTENCIA. 6
Tabla 2.1.- Resumen de la cuantificación de las pérdidas
que se producen en la conmutación.. 10
CAPÍTULO IV. MODOS DE OPERACIÓN DEL AMORTIGUADOR DE
INDUCTANCIA DIVIDIDA Y CONDENSADOR
COMPARTIDO. 36
Tabla 4.1.- Resumen de las ecuaciones en Modo 1. 42
Tabla 4.2.- Resumen de las ecuaciones en Modo 2. 54
Tabla 4.3.- Resumen de las ecuaciones en Modo 2a. 61
Tabla 4.4.- Resumen de las ecuaciones en Modo 3. 72
Tabla 4.5.- Resumen de las ecuaciones en Modo 4. 81
Tabla 4.6.- Resumen de las ecuaciones en Modo 5. 89
Tabla 4.7.- Resumen de las ecuaciones en Modo 5a. 96
Tabla 4.8.- Resumen de las ecuaciones en Modo 6. 102
CAPÍTULO V. REDUCCION DE LA CORRIENTE ATRAPADA: SIMULACIONES
Y RESULTADOS EXPERIMENTALES. 106
Tabla 5.1.- Componentes utilizados en el inversor. 132
CAPÍTULO VII. PRUEBAS EXPERIMENTALES DEL
AMORTIGUADOR ACTIVO DE INDUCTANCIA Y
CONDENSADOR COMPARTIDO. 165
LISTA DE SÍMBOLOS Y ABREVIATURAS
BJT (Bipolar Juntion Transistor). Transistor de juntura bipolar.
CMOS (Complementary Metal Oxide Silicon). Circuito integrado de tecnología
metal y oxido de silicio complementario.
DC (Direct current). Corriente directa.
GTO (Gate Turn Off). Rectificador apagado por compuerta. IGBT (Isolated Gate Bipolar Transistor). Transistor bipolar aislado
por Compuerta.
LC (Inductor-Capacitor). Inductancia-Condensador. MOS (Metal Oxide Silicon ). Oxido de silicio sobre metal.
MOSFET (Metal Oxide Silicon Field Effect Transistor). Transistor de
efecto de campo de oxido de silicio sobre metal.
MOSTH (MOS-controller Thyristor). Tiristor de oxido de silicio
sobre metal.
POWERFET (Power Field Effect Transistor). Transistor de efecto de campo
de potencia.
PWM (Pulse Width Modulation). Modulación por ancho de pulso. RC (Resistor-Capacitor). Resistencia-Condensador.
SCR (Silicon Controled Rectifier). Rectificador controlado de silicio. SITH (Static Induction Thyristor). Tiristor de inducción estático. SOA (Save Operating Area). Area de operación segura.
TMOS (Transistor Metal Oxide Silicon ). Transistor de oxido de
silicio sobre metal
TTL (Transistor-Transistor-Logical). Lógica transistor-transistor. ZCS (Zero Current Switching). Conmutación a corriente cero ZVS (Zero Voltage Switching). Conmutación a voltaje cero
CAPÍTULO I. INTRODUCCIÓN
Hoy en día la electrónica de potencia es una herramienta indispensable para la sociedad, especialmente en países con economías industriales, ya que permite un uso eficiente de la electricidad, y reduce las pérdidas asociadas con las operaciones de manejo y control de grandes niveles de energía, ofreciendo la posibilidad de recuperar energía a través de dispositivos de potencia [1], [2], [3]. La era moderna de la electrónica de potencia comienza con la aparición y la evolución de los dispositivos semiconductores de potencia.
Desde la invención del transistor, el desarrollo de conmutadores de estado sólido ha ido evolucionando rápidamente. La evolución de estos dispositivos de potencia va de la mano con la demanda de niveles mayores de energía en sistemas de potencia de todo tipo (conversores dc-ac, ac-dc, dc-dc, ac-ac).
Antes del año de 1956 ya se disponía de diodos de potencia y SCR (Silicon -Controlled - Rectifier) o “Thiristores”. Se puede decir que el “Thiristor” marca el inicio de la era de la electrónica de potencia. Desde entonces han ido emergiendo otros dispositivos de potencia, tales como el “TRIAC”, el BJT (Bipolar Juntion Power Transistor), el GTO (Gate Turn-Off Thyristor), el MOSFET de Potencia, el SIT (Static Induction Transistor), el SITH (Static Inductión Thyristor), el MOSTH (MOS- Thyristor), el IGBT (Insulated Gate Bipolar Transitor) y otros. Estos dispositivos son seleccionados de acuerdo al sistema de control de potencia a implementar y según la potencia a controlar. Un resumen comparativo de algunos parámetros eléctricos típicos de cuatro de los dispositivos mencionados anteriormente se muestra en el trabajo de Bimal [3].
En general, dadas las aplicaciones en donde se usan estos dispositivos electrónicos, es deseable que presenten un alto voltaje de bloqueo, una gran capacidad de conducción de corriente y un voltaje de conducción bajo, además de altas frecuencias de conmutación.
Con la nueva generación de dispositivos semiconductores de potencia, además de lograrse los puntos anteriores, se obtienen tiempos de conmutación de encendido (turn-on) y tiempos de conmutación de apagado (turn-off) muy cortos (del orden de fracciones de µs). Debido a que las cargas manejadas son altamente inductivas, las conmutaciones rápidas traen como desventaja la generación de intensos sobre-voltajes y sobre-corrientes sobre y a través del dispositivo de potencia respectivamente, por lo que se produce una alta disipación de energía en los dispositivos. La energía disipada sobre estos dispositivos incrementa su temperatura y acelera la degradación de los mismos. Esta pérdida de energía es proporcional al voltaje de la fuente, a la corriente de carga y a la frecuencia de conmutación. Además la conmutación en estos circuitos puede producir EMI (interferencia electromagnética) que afecte a otros equipos y, si no se suprimen las sobre-tensiones y sobre-corrientes transitorias, se puede exceder los límites de la trayectoria en el plano corriente-voltaje de los dispositivos de potencia y producir su degradación o destrucción.
En los circuitos convertidores de potencia comúnmente utilizados, los dispositivos semiconductores de potencia están expuestos a esfuerzos constantes (soportar altos di/dt y dv/dt durante las conmutaciones); en algunos casos los valores voltaje-corriente alcanzados sobrepasan las características máximas de operación dadas por el fabricante, ocasionando la destrucción rápida del dispositivo semiconductor. Es importante señalar que el aumento de la energía disipada en cada conmutación limita la frecuencia máxima a la que se puede operar en la práctica. Esto ocurre aunque la corriente y la tensión estén dentro de las especificaciones del fabricante.
En el pasado han habido diferentes aproximaciones de circuitos electrónicos para lograr controlar y disminuir estos inconvenientes. Uno de ellos es utilizar un dispositivo conmutador cuyas características corriente-voltaje y potencia se encuentren por encima de las requeridas en la aplicación, asegurando así que el dispositivo nunca sobrepasará los valores máximos de potencia.
Otra aproximación fue el desarrollo de circuitos amortiguadores (snubbers), que modifican la trayectoria del punto de operación del componente en el plano I/V durante la conmutación. Los amortiguadores pueden ser añadidos sobre el dispositivo semiconductor de
potencia del convertidor y así reducir el esfuerzo requerido a niveles de operación seguros para el dispositivo.
Los circuitos amortiguadores avanzados, además de reducir las pérdidas en los componentes de conmutación, recuperan parte de la energía utilizada, lo cual permite extender el rango de operación de los dispositivos de conmutación de potencia y reducir la interferencia electromagnética que se produciría debido a los altos di/dt y dv/dt ocasionados en las conmutaciones de encendido (turn-on) y de apagado (turn-off) respectivamente. Generalmente estos circuitos amortiguadores están formados por inductancias (bobinas) que se colocan en serie con el dispositivo para limitar el di/dt durante las conmutaciones de encendido y capacitancias (condensadores) que se colocan en paralelo con el dispositivo para limitar el dv/dt durante las conmutaciones de apagado, junto con una serie de elementos auxiliares adicionales (diodos, resistencias, etc) necesarios para lograr la operación deseada.
La tercera alternativa fue el desarrollo de topologías de circuitos resonantes para los sistemas electrónicos de potencia. Los circuitos resonantes se han venido utilizando en conversores con PWM (modulación de ancho de pulso), empleando distintas técnicas de conmutación suave (soft-switching), las cuales se basan en el principio de conmutar el dispositivo cuando su voltaje o corriente pasa por cero [4 - 9]. Se agregan inductores (L), capacitores (C ), o circuitos LC al conversor de tal manera que, interaccionando con la carga y con los dispositivos semiconductores de potencia, introducen oscilaciones en las que las conmutaciones ocurren a cero corriente o a cero tensión.
Tanto los circuitos amortiguadores como los resonantes (constituidos generalmente por resistencias, diodos, condensadores y bobinas) permiten la disminución del esfuerzo (o stress) generado en los dispositivos.
En la actualidad existen distintas configuraciones de circuitos amortiguadores (snubbers) para la protección de distintos tipos de dispositivos semiconductores de potencia, tales como Transistores BJT de potencia, Tiristores, TRIACS, IGBTs, MOSFET, etc; algunas de las cuales serán comentadas más adelante en este trabajo. Estas redes amortiguadoras pueden ser disipativas o no disipativas (sin uso de resistencias); y según la aplicación e interés del diseñador, hacen que la energía que se maneje en las conmutaciones se disipe o se
recupere; en otras palabras, si se quiere que esta energía se acumule y se recicle a la fuente o a la carga (amortiguadoras no disipativos) o simplemente se disipe en forma de calor (amortiguadores disipativos).
Para el diseño de un circuito amortiguador es necesario tomar en cuenta los siguientes puntos:
• Existen pérdidas en el dispositivo durante el período de conducción.
• Existen pérdidas por conmutación durante la conmutación de encendido y la conmutación de apagado, las cuales pueden ser reducidas por circuitos amortiguadores.
Uno de los principales objetivos de este trabajo es el diseño e implementación de circuitos amortiguadores de alta eficiencia para conmutadores de potencia tipo IGBTs, presentados en empaques o módulos múltiples (de 2 dispositivos en configuración de columna inversora, tipo medio puente, “half-bridge”) para inversores.
Los amortiguadores que se proponen en este trabajo, derivados de configuraciones estudiadas anteriormente, solo utilizan componentes no disipativos y realizan la recuperación de la energía de conmutación. Esta característica permite extender el rango de operación (corriente-voltaje y frecuencia de conmutación) de los dispositivos de conmutación de potencia y aliviarlos del esfuerzo producido por los altos di/dt y dv/dt originados por los cambios abruptos de las corrientes debido a manejo de cargas (por lo general muy inductivas) durante las conmutaciones de encendido y apagado de los dispositivos de potencia; adicionalmente, al recuperarse esta energía, se aumenta la eficiencia general de operación del conversor.
Los circuitos propuestos, basados en la configuración básica del amortiguador compartido, operan en base a dos pares inductancias-diodo, situados uno en cada una de las dos barras de alimentación del inversor. Esta configuración da origen al circuito amortiguador de inductancia dividida y condensador compartido, que a su vez da origen al amortiguador activo de inductancia y condensador compartido.
El amortiguador activo de inductancia y condensador compartido minimiza el uso de una inductancia doble en ambos lados de la barra de alimentación del inversor, pero agrega un dispositivo semiconductor adicional utilizado como un conmutador auxiliar durante las conmutaciones.
A este amortiguador de inductancia y condensador compartido es posible , al igual que las configuraciones que precedieron a ésta, agregarle un acople magnético (transformador) para extraer la energía del lazo cerrado de la inductancia y transferirla a la fuente de alimentación del inversor, logrando una operación óptima desde el punto de vista de la disipación de energía durante la conmutación.
El trabajo esta dividido en los siguientes capítulos.
En el capítulo II se realiza una explicación de la evolución de los circuitos amortiguadores para ayuda a la conmutación de los dispositivos de electrónica de potencia.
En el capítulo III se presenta el amortiguador de inductancia dividida y condensador compartido el cual es el circuito base de inicio para el desarrollo de este trabajo.
En el capítulo IV se describe y se plantea una solución de los modos de funcionamiento del amortiguador de inductancia dividida y condensador compartido. Se deducen las formas de ondas teóricas de cada modo de funcionamiento, y se presenta un resumen de las ecuaciones que rigen el comportamiento del amortiguador en cada modo.
En el capítulo V se describe y se plantea solución al problema de la corriente atrapada en el amortiguador de inductancia dividida y condensador compartido. Se muestran tanto los resultados de las simulaciones como los resultados experimentales para este amortiguador.
En el capítulo VI se desarrolla el estudio teórico y se muestran los resultados de la simulación del amortiguador activo de inductancia y condensador compartido.
En el capítulo VII se presentan los resultados de las pruebas en laboratorio del amortiguador activo de inductancia y condensador compartido.
CAPITULO II. EVOLUCIÓN DE LOS CIRCUITOS AMORTIGUADORES PARA AYUDA A LA CONMUTACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE ELECTRÓNICA DE
POTENCIA. 2.1.- Combinación de circuitos amortiguadores.
En la literatura se han descrito una gran cantidad de circuitos amortiguadores [10 - 12] los cuales se presentan en una gran variedad de topologías y configuraciones.
En la práctica, es necesario combinar la acción de los circuitos amortiguadores de encendido y de apagado, por lo que la complejidad del circuito aumenta. En la figura 2.1 se observa el ejemplo clásico de cómo es posible la combinación de circuitos amortiguadores en un solo circuito, sin ocasionar interferencia de funcionamiento entre uno y el otro.
2.2. Circuitos amortiguadores en conmutador tipo IGBT.
El IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) es un dispositivo de potencia de tres terminales que reúne en un solo dispositivo las principales características del transistor bipolar y el MOSFET, es decir, para su activación o desactivación requiere baja potencia en sus terminales de entrada y posee baja disipación de energía en su estado de conducción.
La figura 2.2 muestra las formas de onda características de la corriente de colector, y la tensión colector-emisor durante la conmutación de apagado, de un IGBT con y sin la utilización de circuito amortiguador de apagado. Si en la figura se multiplican la corriente de colector por la tensión colector-emisor, es posible deducir que utilizando un amortiguador se produce una disminución en las pérdidas por conmutación y se consigue una disminución del dv/dt del voltaje colector emisor en la conmutación de apagado.
Estas formas de onda pueden ser fácilmente obtenidas utilizando el circuito mostrado en la figura 2.3. Amortiguador De Apagado Carga L E IC Amortiguador De encendido Vce
Figura 2.1. Circuitos amortiguadores combinados.
Figura 2.2. Formas de ondas corriente-tensión en un IGBT durante la conmutación de apagado. ICM Vce SIN AMORTIGUADOR CON AMORTIGUADOR VCE(sat) IC
Figura 2.3. Troceador con IGBT y circuito amortiguador de apagado.
2.3. Cuantificación de las pérdidas en conmutación.
La tabla 2.1 presenta el resumen comparativo de las pérdidas que se producen por conmutación en un circuito tipo troceador como el presentado en la figura 2.4, operando primero sin amortiguador y luego con amortiguador.
Los cálculos de cuantificación de pérdidas y las formas de ondas teóricas aproximadas empleadas en los mismos se encuentran en el Apéndice A.
Figura 2.4. Circuito troceador clásico.
L1 R1 VC VBB C1 0 RGE IGBT Circuito amortiguador de apagado. 3 2 1 3 2 1 Rh VM VM L DL DL S S IL
Estos resultados son muy importantes, ya que cuantifican uno de los problemas básicos de los circuitos electrónicos de potencia; las pérdidas por conmutación, indicando que:
1.- Las pérdidas por conmutación son mayores a medida que crece la complejidad del circuito de salida, medido en función del número de conmutadores.
2.- Las pérdidas por conmutación son mayores a medida que crece la complejidad de modulación empleada para sintetizar la forma de onda de salida, medida en base al número de conmutaciones por ciclo de la salida.
3.- Las pérdidas por conmutación son una función lineal creciente de la frecuencia de la forma de onda sintetizada en la salida.
Debe de subrayarse que, en general, al diseñar las etapas de salida, los tres factores anteriores no pueden modificarse buscando minimizar las pérdidas por conmutación, ya que estos están prefijados por las especificaciones básicas a lograr en la aplicación, así:
1.- La complejidad de la salida está determinada por el número de fases a sintetizar. 2.- La frecuencia de salida esta determinada por la aplicación.
3.- La complejidad en la modulación está determinada por el nivel armónico que puede ser inyectado en el sistema.
En estas condiciones, el valor de las pérdidas dado por la tabla 2.1 solo puede ser reducido introduciendo circuitos adicionales, los circuitos amortiguadores, que modifican la forma básica de operación del conmutador, como se verá en el próximo capítulo. Como un adelanto al las modificaciones que pueden realizarse en la misma tabla puede observarse la reducción de las pérdidas con la utilización de un circuito amortiguador básico.
Energía en el dispositivo (Sin amortiguador) Energía en el dispositivo (Con amortiguador) Conmutación de encendido 2 * * M r M S t I V W = 6 * * M r M S t I V W = Conmutación de apagado 2 * * M f M S t I V W = 6 1 * 2 * * M f M S t I V W = Pérdidas totales (PT) M f N t t I V P s r f M M T * * * * 2 ) ( * * + = M f N tf tr I V P s M M T * * * * 6 3 2 * ⎟ ⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ + =
Donde N = Nro de conmutaciones encendido/apagado, M = Nro de conmutadores, fs=frecuencia
Tabla 2.1. Resumen de la cuantificación de las pérdidas que se producen en la conmutación.
2.4.- Circuitos amortiguadores clásicos en inversores.
La figura 2.5 muestra un inversor tipo medio puente monofásico con los amortiguadores clásicos de encendido y apagado. Se requiere que por cada dispositivo de conmutación de potencia, se coloque un circuito amortiguador de encendido, en serie con el dispositivo conmutador; y un circuito amortiguador de apagado, en paralelo con el mismo.
Qp 3 2 1 Dfd Qd 3 2 1 Dfp Rssd Dispositivo de potencia de encendido Lbd Cicrcuito amortiguador IL Superior Inferior Dispositivo de potencia Rsp Lbp Dispositivo de potencia Dispositivo de potencia Cicrcuito amortiguador If Rssp de apagado Cicrcuito amortiguador Iq Cicrcuito amortiguador de encendido Isd Inferior Superior Csd Vcc Dsp Lsp Isp Lsd de apagado Rsd Dsd Csp
Figura 2.5 Circuito inversor monofásico con amortiguadores clásicos de encendido y apagado.
La aplicación de los amortiguadores clásicos en una configuración inversora como la que se muestra en la figura 2.5, logra el objetivo de reducir las pérdidas por conmutación en los dispositivos principales.
La figura 2.6 muestra un inversor trifásico con circuitos amortiguadores de encendido y apagado. La implementación de esta configuración presenta las siguientes desventajas: • Se observa que por cada dispositivo de conmutación es necesario un circuito amortiguador
de apagado, lo cual lleva a la utilización de un gran número de componentes. Adicionalmente, este número aumenta si se colocan circuitos amortiguadores de encendido.
• Estos componentes adicionales deben ser capaces de soportar las tensiones y corrientes de trabajo y, en el caso de las resistencias, disipar potencias considerables; son por lo tanto componentes costosos, que elevan el precio del circuito inversor, aumentan su complejidad y, en general, reducen su confiabilidad y eficiencia general del circuito inversor.
Figura 2.6 Circuito inversor trifásico con circuitos amortiguadores clásicos combinados. 2.5.- Amortiguadores con recuperación de la energía.
Conocidos los límites que se pueden alcanzar con la configuración amortiguadora RCD “clásica”, relacionados tanto con la velocidad de conmutación como con las pérdidas asociadas con la eliminación de la energía almacenada en el condensador, el desarrollo de la tecnología de circuitos de ayuda a la conmutación se orientó hacia el estudio de configuraciones circuitales que permitieran reciclar la energía almacenada (usualmente en un condensador) durante la conmutación asistida, bien “recuperándola”, esto es, regresando esta energía a la fuente, bien “reciclándola”, esto es, aprovechando la energía almacenada en una conmutación para llevar el circuito amortiguador al estado inicial necesario para atender la siguiente conmutación [13 - 14].
Por limitaciones topológicas, en las configuraciones troceadoras (chopper) puras solo es posible “recuperar” energía; en las inversoras, donde dos conmutadores actúan alternativamente en cada rama, es posible tanto “recuperar” como “reciclar” energía (y también operar en forma mixta con recuperación y reciclaje parciales). En la figura 2.7 se muestran algunos ejemplos de este tipo de circuitos.
La figura 2.7a presenta una configuración donde se muestra un transformador TK
(sustituyendo el elemento disipativo resistivo) como elemento recuperador de energía [15].
Vdc M a b c Amortiguadores de encendido. Amortiguadores de apagado. Amortiguadores de encendido. Amortiguadores de apagado.
Parte de la energía que antes se disipaba en una resistencia, puede ser devuelta a la fuente de alimentación DC.
Otro tipo de circuitos recuperadores de energía son los controlados, tal como se muestra en la figura 2.7b. Con el tiristor auxiliar encendido, se produce la circulación de un pulso de descarga, Is de tipo senoidal; al finalizar el semiciclo positivo del pulso, el tiristor
auxiliar bloquea la circulación de la corriente y se apaga en forma natural, concluyendo el proceso de descarga. Idealmente toda la energía almacenada en el condensador Cs(p ó d) es
recuperada.
La figura 2.8 muestra el amortiguador tripolar recuperador de energía, el cual ha sido estudiado por [16]. Esta configuración solo es posible implementarla en circuitos inversores donde se utilicen dispositivos de potencia discretos, ya que es necesario intercalar entre el emisor del transistor de la rama superior y el colector de la rama inferior del inversor, una inductancia de toma central (como se observa en la figura 2.8). Esto hace que esta configuración amortiguadora no sea aplicable cuando se deseen utilizar módulos o encapsulados de dispositivos de potencia donde es imposible intercalar esta inductancia.
Dr Ds Dr Tk Dk Cf Rr + -Ed Carga N1 N2 Csp Csd Pri. Sec. (a) Cu (b) C L 1 2 Du GTOL Lu 1 2 CL GTOu +Vdc/2 C SCRL SCRu DL LL 1 2 -Vdc/2
Ln(d) Carga Ln(a) C1(a) C1(d) C2(a) C2(d) Dn(a) D2(a) D1(a) D(a) D(d) D2(d) Dn(d) D1(d) IGBT(d) IGBT(a) +Vdc Amortiguador del IGBT Superior
Amortiguador del IGBT Inferior Rama
Inversora
Figura 2.8 Amortiguador tripolar recuperador de energía.
La figura 2.9 muestra el circuito amortiguador de condensador compartido en un inversor trifásico con medio puente utilizando una inductancia de toma central. Las consideraciones hechas en el párrafo anterior son igualmente válidas para esta configuración. Hay que recalcar que este circuito amortiguador de condensador compartido y toma central presenta el problema de la formación de un camino cerrado por la inductancia de rama y los diodos del amortiguador, en el cual puede quedar atrapada una corriente circulante. En primera aproximación, la corriente atrapada puede causar dos problemas fundamentales:
a) Interferencia con la operación normal del amortiguador. b) Acumulación progresiva de energía.
C C CsA CsB CsC D1(a) D3(a) D5(a) D2(d) D4(d) D6(d) IGBT(a)1 IGBT(a)2 IGBT(a)5
IGBT(d)2 IGBT(d)4 IGBT(d)6
D1A D1B D1A D1C D2A D2B D2C +Vcc/2 -Vcc/2 LsA LsB LsC
Fase A Fase B Fase C
Figura 2.9 Inversor trifásico con amortiguador de condensador compartido.
Para simplificar: D1A=D1 D2A=D2 IGBTa1=IGBTa IGBTd2=IGBTd D1a=Da D1d=Dd Ls=Inductancia toma central.
A este circuito es posible realizarle modificaciones para acelerar el proceso de la disipación natural de la corriente atrapada:
a) Aumentando los voltajes que se oponen a la circulación de la corriente.
b) Incrementando la resistencia de lazo, haciéndola el término predominante en el lazo de la corriente atrapada.
Hay que recalcar que el circuito amortiguador de condensador compartido e inductancia con toma central presentado en este último caso, es el punto de inicio y referencia para el diseño del amortiguador de inductancia dividida y condensador compartido y el amortiguador activo de inductancia simple y condensador compartido presentado en este trabajo.
2.6. Amortiguadores combinados.
En la práctica, es necesario combinar la acción de los circuitos amortiguadores de encendido y de apagado, por lo que la complejidad del circuito aumenta.
En [8] y [9] se proponen dos configuraciones de amortiguadores usados en la práctica (figura 2.10 y figura 2.11), que difieren ligeramente de los casos ideales considerados anteriormente por la introducción de elementos auxiliares que producen mejoras adicionales, reduciendo el tiempo de caída de la corriente atrapada entre la inductancia L, el diodo Dd y R
(ó el diodo zener ZD) del amortiguador de encendido, (figura 2.10), o reduciendo la intensidad
del pico inicial de la corriente de descarga en el conmutador de apagado (inductancia LR de la
Figura 2.10 Circuito troceador utilizando SCR con circuito amortiguador de encendido y de apagado.
Por supuesto ambos cambios pueden introducirse simultáneamente, sin que se modifiquen sustancialmente las formas básicas de operación ya descritas, dentro de límites razonables.
En los diseños de los amortiguadores clásicos de encendido y apagado, bajo la condición de carga totalmente inductiva y formas de onda de conmutación totalmente lineales, según McMurray [11] y [17] , se propone una clasificación de los circuitos de amortiguamiento en tres tipos: Rápido (figura 2.12b), Normal (figura 2.12c) y lento (figura 2.12d). Nótese que este conmutador no sigue la traducción directa (small, normal, large) de la propuesta por McMurray, pero se considera preferible ya que se refiere directamente a la característica mas relevante del amortiguador: su velocidad de operación.
El amortiguador normal es el que permite a la corriente del dispositivo conmutador alcanzar su valor final en el mismo tiempo en que el voltaje del dispositivo conmutador alcanza el valor de cero. Por otro lado, el amortiguador rápido es aquel que permite a la corriente del dispositivo conmutador alcanzar su valor final en un tiempo anterior al que el voltaje del dispositivo conmutador alcance el valor de cero. Por último, el amortiguador lento es aquel que evita casi totalmente la aplicación simultánea de corriente y voltaje. El
Dd
Amortiguador de encendido
Amortiguador de apagado
amortiguador rápido es menos eficaz que el normal en la reducción de las pérdidas de conmutación, mientras que el lento puede llevar estas pérdidas prácticamente a cero.
C a r g a L C E 3 2 1 I T L
Figura 2.11 Circuito troceador utilizando transistor de Potencia con circuito amortiguador de encendido y de apagado.
El concepto de diseñar el “tamaño” del amortiguador puede ser ilustrado en la figura 2.13, donde se observa la trayectoria que sigue el punto de funcionamiento del dispositivo durante la conmutación dentro del plano I-V, según sea el tipo o “tamaño” del amortiguador utilizado.
De acuerdo al “tamaño” del amortiguador, McMurray propone que es posible definir una inductancia y una capacitancia base, Ln y Cn. Estos valores base son usados para la
normalización de los cálculos de la inductancia del circuito amortiguador de encendido y las capacitancias en el circuito amortiguador de apagado. Vienen dados por:
E * 2 t * I C I * 2 t * E L s n s n = = (2.1) (2.2) LR Amortiguador de encendido Amortiguador de apagado Carga
Donde Ln es la inductancia normalizada y Cn es el condensador normalizado. tf 0 I tr E E I I (b) ts (c) ts I ts (d) 0 tf (a) tr ts 0 0 E E
Figura 2.12. Formas de ondas corriente-voltaje según el tipo de snubber utilizado.
En base a estos valores normalizados, las energías disipadas en los conmutadores durante los intervalos de encendido y de apagado son:
a) Amortiguadores lentos para los cuales se cumple: L L t I E W s n SE * 12 * * = (encendido) (2.3) C C t I E W s n SA 12 * * * = (apagado) (2.4)
Donde L y C son los valores deseados en los circuitos amortiguadores de encendido y apagado. b) Amortiguadores rápidos, para los cuales se cumple:
⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ ⎟⎟ ⎠ ⎞ ⎜⎜ ⎝ ⎛ − − = s s s S t t t t t I E W * 1 1 * 2 1 2 * * (2.5)
c) Sin circuito amortiguador: Sin amortiguador
Rápidos (Small)
Normal
2 * * s S t I E W = (2.6)
Figura 2.13 Trayectoria del punto de funcionamiento en el plano I-V según el tipo de amortiguador utilizado.
Observando las gráficas de la figura 2.13 y las ecuaciones anteriores se tiene que la energía disipada sobre el dispositivo principal utilizando un amortiguador lento es menor que en los otros casos. Pero esta reducción se logra a expensas de un incremento en la energía almacenada en la inductancia L y en la capacitancia C de los circuitos amortiguadores, lo cual trae como consecuencia una alta disipación de energía en Rs y Rp entre las conmutaciones de
apagado y encendido respectivamente. Esto hace que estos circuitos sean pocos eficientes. Los circuitos configurados como amortiguadores lentos son típicos en aplicaciones con GTO, donde el circuito amortiguador tiene como principal función limitar el dv/dt reaplicado para asegurar el apagado del dispositivo; mientras que las configuraciones de amortiguadores rápidos son típicas de los circuitos con transistores, de conmutación rápida, en los cuales lo importante es reducir las pérdidas de conmutación sin afectar los tiempos, con el objeto de maximizar la frecuencia de operación.
I
V Rápidos (Small)
Normal
2.7. Amortiguadores activos
Además de los circuitos amortiguadores pasivos ya vistos en los puntos anteriores de este capítulo, y debido a las mejoras en la velocidad de procesamiento y la confiabilidad de los sistemas con microprocesadores (microcontroladores, DSPs, etc), últimamente se han venido utilizando circuitos amortiguadores activos [18 – 25].
Los circuitos amortiguadores activos, a diferencia de los pasivos, utilizan elementos conmutadores activos del tercer tipo (IGBT, Mosfet, otros) adicionales a los que forman el convertidor. Dichos elementos activos son activados o desactivados de acuerdo a la secuencia lógica de conmutación de los dispositivos de potencia presentes en el convertidor.
2.8. Cuantificación de pérdidas en inversores.
La figura 2.14 muestra las configuraciones clásicas de circuitos conversores tipo “Push Pull” (figura 2.14.a), semi puente o medio puente (figura 2.14.b) y puente completo monofásico (figura 2.13.c). Las configuraciones polifásicas se construyen en base a las monofásicas correspondientes.
Figura 2.14. Configuraciones clásicas de circuitos conversores.
En todas las configuraciones consideradas, el símbolo del transistor representa a un conmutador electrónico del tercer tipo (controlado en encendido y apagado), que puede ser implementado con cualquier componente (BJT, MOSFET, IGBT, etc).
Si se considera que la carga tiene una constante de tiempo (L/Rh) grande, lo que implica que el periodo de conmutación (T) de los dispositivos de potencia es mucho menor que el período de conmutación del conversor, cualquiera de los circuitos presentados en la
3 2 1 3 2 1 3 2 1 Q4 3 2 1 3 2 1 3 2 1 3 2 1 3 2 1 + + + (a) (b) (c) S1 S2 D1 D2 D2 D2 D1 D1 D3 D4 S1 S1 S2 S2 S3 S4
figura 2.14 puede ser reducido al circuito del troceador clásico presentado en la figura 2.4a, donde la corriente constante de la carga (representada en el circuito de la figura 2.4b) obliga a que en cada nodo de conmutación siempre exista un camino abierto, bien a través del conmutador principal, bien a través del diodo de libre conducción asociado con éste. Nótese que en las configuraciones tipo “chopper” (figura 2.14a, y en la figura 2.4) el diodo de libre conducción es el conectado en anti-paralelo con el conmutador; mientras que, en los tipo puente (figura 2.14b y figura 2.14c), para cada rama el diodo de libre conducción de un dispositivo es el conectado en antiparalelo con el otro dispositivo la rama considerada (D1
para S2 , D2 para S1 ).
Nótese también que la conmutación de S1 a D2 , o de S2 a D1 , no afecta lo que ocurre
en la otra rama del puente completo (figura 2.14c). Este resultado, que es por supuesto biyectivo, puede extenderse a un puente con un número de ramas arbitrario; esto es, cada conmutación de un dispositivo principal puede analizarse en forma individual, sin hacer referencia al estado de los otros conmutadores principales, ya que no los afecta.
2.9. Consideraciones sobre las formas de onda de corriente-voltaje a analizar.
Para propósitos de análisis, las formas de ondas de salida de la corriente,
I
3,1, y el voltaje,V
3,1, en los terminales principales del dispositivo S de la figura 2.4, se consideran lineales y los diodos se consideran elementos ideales, según esto, se distinguen dos casos durante las conmutaciones [26], de acuerdo a como se considera la carga.2.9.1 La carga no se considera como una fuente de corriente constante (L /Rh << T):
2.9.1.1.- Conmutación de encendido: Inicialmente el diodo DL está en estado de
bloqueo y no existe corriente circulando a través de la carga (IL=0). La tensión V3,1 es igual a VM(la tensión de alimentación o de barra). Ver figura 2.15a.
Cuando se da la señal de activación, la tensión V3,1 decrece (se considera como un conmutador ideal) y la corriente I3,1 crece, con una pendiente limitada por la inductancia L. En este momento la tensión en la carga viene dada por:
I *R V V3,1 dt di L VL = + L h = M − (2.7) con IL = I3,1
La tensión en los terminales de la carga obliga a que DL esté en estado de bloqueo y
por lo tanto no actúa durante este proceso.
El proceso de encendido termina cuando S alcanza el estado de saturación, la tensión V3,1 se estabiliza en el valor de saturación (V3,1 = 0), la corriente de carga llega al máximo, IL=IM, y la tensión de carga viene dada por:
VL =IL*Rh =VM (2.8)
Esto completa la conmutación de encendido.
2.9.1.2- Conmutación de apagado: Inicialmente S se encuentra conduciendo la corriente de carga IL, el diodo DL está en estado de bloqueo e IDL es 0. La tensión V3,1 es0 (S esta en estado de saturación) y la tensión VL es igual a IL*Rh (figura 2.4a).
Cuando se da la señal de desactivación (conmutación de apagado), la tensión V3,1 crece y la corriente I3,1 decrece; la velocidad de variación de esta corriente está limitada por la inductancia L. El voltaje VL viene dado por la ecuación:
I *R V V3,1 dt
di L
VL = + L h = M − (2.9)
Debido al corte instantáneo de la corriente en el conmutador, la tensión en L está dada por
dt di L
VL = * , pero esta tensión no ocasiona la entrada en conducción de DL y la corriente
Una vez que la corriente I3,1 se hace igual a cero, la corriente IL que circula a través de
Rh, L y DL, se hace rápidamente cero (debido a la resistencia de la bobina de la carga), mucho
antes que ocurra el próximo período de conmutación de encendido de S. La tensión V3,1 queda fija al valor VM de la fuente.
2.9.2.- La carga se considera como una fuente de corriente constante (L / Rh >> T):
2.9.2.1.- Conmutación de encendido: Debido a que la corriente IL se considera como
proveniente de una fuente de corriente constante, el diodo DL se encuentra en conducción y la
tensión V3,1 permanece constante e igual a VM. Se aplica la señal de apagado a S y la
corriente
I
3,1 crece, ya que se cumple en todo momento que: IL =IS +IDLV3,1 =VM −V4,3 =VM +VDL
(2.10)
(2.11)
Una vez que la corriente
I
3,1 alcance el valorI
M, la corriente IL se ha transferidocompletamente a S, el diodo DL deja de conducir (
I
DL = 0) y la tensión V3,1 cae instantáneamente al valor de tensión de conducción de S, Vcond (figura 2.15b).2.9.2.2.- Conmutación de apagado: S lleva la corriente total y la corriente en el diodo es cero. Se aplica la señal de apagado a S y la corriente
I
3,1 decrece y la tensión V3,1 crece instantáneamente a la tensión VM; el diodo DL se polariza en directo y entra en conducción;como IL es constante durante el intervalo, se cumple siempre que :
IL =IS +IDL (2.12)
Una vez que la corriente
I
3,1 alcance el valor cero (I
S = 0),la corriente IL se transfiereFigura 2.15 Formas de ondas corriente-voltaje durante la conmutación de encendido y apagado.
2.10. Pérdidas en conmutación.
En cada uno de los casos anteriores, durante la conmutación se produce una disipación instantánea de potencia en el dispositivo conmutador, PP(t) que resulta ser:
PP(t)=V3,1(t)*I3,1(t) (2.13)
Aunque estas pérdidas serán consideradas en detalle en los puntos siguientes, aquí debe señalarse que, por simple inspección, las pérdidas en el caso de corriente constante son mayores que las del caso de corriente no constante.
Para este trabajo se considerará el análisis hecho con la figura 2.15b, ya que es el peor caso donde existe mayor disipación de potencia durante la conmutación.
V31 V31
I31
Conmutación de
encendido (turn-on) Conmutación de apagado (turn-off)
(a) I31 Vcond V31 I31 Conmutación de apagado (turn-off) Vcond V31 (b) V31 I31 Conmutación de encendido (turn-on) Vcond I31 IM IM VM VM
CAPÍTULO III. EL AMORTIGUADOR DE INDUCTANCIA DIVIDIDA Y CONDENSADOR COMPARTIDO.
3.1.- Los módulos de potencia.
La mayoría de los trabajos realizados en el área del diseño de circuitos amortiguadores considera el uso de dispositivos de potencia discretos (un dispositivo encapsulado en forma individual), y por cada dispositivo individual de potencia utilizado en una aplicación en particular (por ejemplo en un inversor), se coloca un amortiguador de conmutación de encendido y un amortiguador de apagado. Esto hace que la aplicación contenga muchos componentes y sea muy costosa.
En la actualidad es posible encontrar dispositivos conmutadores de potencia en empaques o módulos de 2 dispositivos llamados puente, y de 6 dispositivos (3 medio-puente), usados en la mayoría de las aplicaciones de inversores (figura 3.1 y 3.2).
Figura 3.1. Módulo IGBT medio puente. 3 1 2 4 5 6 7
Figura 3.2. Módulo IGBT puente trifásico.
La utilización de este tipo de módulos (de los cuales los de IGBT son unos de los más comunes) ofrece grandes ventajas técnicas sobre los empaques individuales convencionales en el montaje de circuitos de potencias medias, ya que reduce notablemente el número de componentes que se deben manipular, acorta el tiempo total de montaje del circuito final y reduce el cableado de interconexiones, que puede ser más corto y por lo tanto de menor inductancia parásita. Además los módulos simplifican los problemas puramente mecánicos del montaje, ya que no es necesario proporcionar soportes y disipadores eléctricamente aislados a un gran número de componentes; el volumen ocupado por el subsistema de potencia es menor y por lo tanto el circuito puede instalarse en un gabinete más pequeño. Hay que notar que el precio de estos módulos puede llegar a ser menor que el de los componentes encapsulados individualmente, ya que el costo de los empaques individuales es considerable.
Sin embargo estos módulos poseen una distribución de contactos (“pines”) muy particular. Las referencias [27 - 31] presentan ejemplos de la configuración de contactos de algunos de los módulos comerciales.
En los módulos de dos componentes, el emisor en cada medio-puente del IGBTu
(conmutador “up” superior del módulo) está unido al colector del IGBTd (conmutador “down”
o inferior del módulo) correspondiente, ofreciendo un solo punto de contacto externo, el punto de conexión de la carga, lo cual imposibilita el acceso por separado al emisor del IGBTu
y al colector IGBTd. A consecuencia de esto, resulta imposible intercalar componentes entre el
emisor del dispositivo superior y el colector del inferior; lo cual hace inaplicables todas la configuraciones amortiguadoras en las que la operación depende de la existencia de una inductancia con toma central [13],[16],[32] y [33].
Para los módulos que contienen más de una pareja de dispositivos en una columna inversora, usualmente en configuraciones trifásicas, la situación es aún más restrictiva; las barras de alimentación son puntos comunes a los dispositivos. Usualmente los colectores de los tres IGBTu (IGBT superior) y los emisores de los tres IGBTd (IGBT inferior) están
conectados a puntos comunes (barra DC positiva y negativa respectivamente) como indica la figura 3.2, y no es posible intercalar componentes entre las barras dc y cada una de las columnas inversoras individuales, lo que imposibilita el uso de configuraciones como las propuestas en [34].
Con el presente trabajo se pretende diseñar y realizar circuitos amortiguadores, acoplados a circuitos recuperadores de energía, para estos tipos de empaques o módulos de IGBT. Dichos circuitos deben de actuar sobre los puntos comunes del diagrama de contactos de los módulos y lograr la función de amortiguación sobre todos los dispositivos del empaque, sin necesidad de construir un circuito amortiguador independiente para cada dispositivo, ya que no es posible hacerlo. Esto logrará una reducción considerable en el número de componentes, especialmente en aplicaciones tales como un inversor trifásico (3 medios puentes).
La principal característica a imponer en estos circuitos recuperadores, es la no utilización de componentes disipativos (resistencia) para el reciclaje de la energía y así lograr configuraciones de circuitos amortiguadores eficientes. Hay que destacar que este tipo de configuraciones de circuitos amortiguadores no disipativos no se han tratado a profundidad en las últimas publicaciones encontradas en la literatura y es por eso, además de los puntos presentados anteriormente, el interés en trabajar y proponer este proyecto.
3.2. El problema de la inductancia dividida.
El inductor de toma central puede reemplazarse por dos nuevas inductancias colocadas tal como se indica en la figura 3.3.
Una vez hecho esto, es indispensable conectar también los dos diodos auxiliares Da en
paralelo con ellas, para evitar los problemas que, de lo contrario, se producirían en el circuito a consecuencia de los cambios bruscos en el nivel de corriente circulante que tiene lugar cuando conmutan los dispositivos de potencia. Si no se colocan estos diodos abriendo caminos auxiliares a las corrientes en las inductancias, cada conmutación de apagado que interrumpa una de estas corrientes estará acompañada de una fuerte sobre-tensión inducida en los terminales de la inductancia correspondiente, y en consecuencia producirá una sobre-tensión en el dispositivo de potencia. IGBTu IGBTd Du L Dau Dad Dd L Amortiguador Amortiguador superior inferior Módulo potencia
Figura 3.3. Inversor con amortiguador de inductancia dividida.
Estos problemas existirán aún cuando las dos inductancias estén arrolladas sobre el mismo núcleo magnético y, por lo tanto, perfectamente acopladas, puesto que no será posible que se transfiera energía de un bobinado al otro hasta que el circuito de amortiguación complete su excursión de voltaje y el diodo antiparalelo principal entre en conducción, conectando la carga a la otra barra dc a través del otro inductor, el cual entonces (y solo
entonces) se hará cargo de la corriente, y por lo tanto de la energía asociada con ésta, inicialmente almacenada en el primer inductor.
La siguiente consideración da una idea de la magnitud del sobrevoltaje posible. Suponiendo que el apagado es posible sin el diodo auxiliar en anti-paralelo, la corriente en la inductancia asociada con el dispositivo principal que se apaga será forzada a cero en un tiempo extremadamente corto; por definición llegará a un 10% de su valor inicial en el tiempo de caida (tf) del conmutador, el cual no es mayor de 1 ó 2 µs para los dispositivos utilizados
actualmente. El voltaje vl(t) inducido en los terminales de la inductancia L por este dl(ce)/dt
está dado por: dt dic L (t) VL = (3.1)
El proceso de apagado está controlado por la estructura interna del dispositivo de potencia, y en los transistores bipolares de compuerta aislada (IGBT) el proceso de reducción de la corriente se cumple en dos etapas:
1.- Una etapa de reducción rápida, que puede durar menos de un microsegundo en los IGBTs. En esta etapa la corriente cae casi linealmente hasta llegar a un 10% del valor inicial previo al comienzo del apagado.
2.- Una “cola” mucho más larga (más de diez veces mayor), en la que la corriente cae, también en forma aproximadamente lineal, hasta extinguirse finalmente (figura 3.4).
Estas dos partes están unidas entre sí y con los valores iniciales y finales por transiciones muy cortas, durante las cuales la corriente cambia en forma continua. La figura 3.4 muestra esta forma de onda de corriente genérica y la tensión inducida de acuerdo a la ecuación (3.1).
Para los transistores bipolares (BJT) y los de efecto de campo de potencia (PowerFET) la situación es más sencilla, ya que la etapa de reducción se extiende hasta que se anula la corriente, sin que se presente una cola significativa. Por otra parte el tiempo de caída es más corto, situándose en el orden de los centenares de nanosegundos en los BJT y en las decenas
