INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL

INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL

ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERÍA MECANICA Y ELÉCTRICA

FUENTE DE PODER CONMUTADA PARA UN ELECTROCARDIÓGRAFO

T E S I S

QUE PARA OBTENER EL TÍTULO DE

INGENIERO EN COMUNICACIONES Y ELECTRÓNICA

P R E S E N T A

HERNÁNDEZ PÉREZ FABIOLA FERNANDO BARRERA SALINAS

ASESORES: ING. ROBERTO BACA ARROYO

ING. MAURICIO DARIO SANCHEZ RAMOS

MÉXICO, D. F. 2007

SIMBOLOGIA

Símbolo ombre Unidades

A

Área efectiva [ ^cm

]

B

Densidad de Flujo Magnético [ ] ^G

f Frecuencia [ ] ^Hz

H Intensidad de Campo Magnético [ ^A _cm ]

I

Corriente de Compensación [ ] ^A

I

Corriente de Retroalimentación [ ] ^A

I

Corriente en la Carga [ ] ^A

I

Corriente en el Primario [ ] ^A

I

Corriente en el Secundario [ ] A



Devanado de Compensación [ ^espiras ]



Devanado Primario [ ^espiras ]



Devanado de Retroalimentación [ ^espiras ]



Devanado Secundario [ ^espiras ]

V

Voltaje Promedio [ ] ^V

V

Voltaje Pico de Retroalimentación [ ] ^V

V

Voltaje en la Carga [ ] V V

Voltaje en el Primario [ ] V V

Voltaje en el Secundario [ ] ^V

V

Voltaje de Compensación [ ] V V

Voltaje de Retroalimentación [ ] V

V

∆ Voltaje de Rizo [ ] V

µ Permeabilidad Magnética _ ^{ Hy} _{cm } ^

IDICE

TEMA PÁGIA

OBJETIVO GENERAL………..………1

ALCANCES………..……….……….1

RESUMEN………..………1

GENERALIDADES………..………...2

CAPITULO I FUCIOAMIETO DE U ELECTROCARDIOGRAFO 1.1 FUNCIONAMIENTO DEL ECG……….………4

1.2 DERIVACIONES DEL ECG………....………5

1.3 ELECTRONICA DEL ECG………...………...7

1.3.1 AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTACION……….……..7

1.3.2 FILTRO DE MUESCA-NOTCH……….7

1.3.3 AMPLIFICADOR NO INVERSOR………....8

CAPITULO II DISEÑO DE LA FUETE DE PODER COMUTADA UTILIZADA PARA U ELECTROCARDIOGRAFO 2.1 FUENTE BIPOLAR DE PODER CONMUTADA………...8

2.2 RECTIFICADOR MONOFASICO DE ENTRADA Y FILTRO………..………..………...10

2.3 RED DE ARRANQUE………...………….….….11

2.4 CONVERTIDOR PUSH-PULL……….……..…..12

2.4.1 DISEÑO DE LOS INDUCTORES AUXILIARES………...14

2.5 CIRCUITO DE CONTROL TL494 CON MODULACION POR ANCHO DE PULSO……...……….………….…..15

2.6 CIRCUITO DE SALIDA……….………...……….…..19

CAPITULO III RESULTADOS Y PERSPECTIVAS 3.1 ELABORACION DEL PROTOTIPO……….………...20

3.2 MEDICIONES……….………..………...….22

3.3 CARACTERISTICAS ELECTRICAS……….………...24

3.4 PERSPECTIVAS………..…….………...….25

JUSTIFICACION ECONOMICA……….…………...27

CONCLUSIONES………..……….…………...…….29

REFERENCIAS……….……….………...……….29

APEDICE

APENDICE A……….……….……...…….…...30

OBJETIVO GENERAL

La instrumentación dedicada para la medición de señales sensibles como lo son las obtenidas por un electrocardiógrafo ECG, requiere que su electrónica sea abastecida con un voltaje de CD, es decir sin presencia de un voltaje de rizo considerable, que altera la lectura de un ECG como sucede con las fuentes lineales que trabajan a 60Hz, a base de transformadores con núcleo de acero-silicio. Por está razón, en este trabajo, se propone una solución a partir de una fuente bipolar de poder conmutada, para suministrar la tensión adecuada a un electrocardiógrafo experimental, diseñado a base de amplificadores operacionales AO.

ALCANCES

1. Conseguir aislamiento de la línea de 60Hz, utilizando una fuente de poder conmutada con operación a 20KHz, para conseguir que el paciente este protegido, y la señal del ECG tenga un bajo nivel de ruido.

2. Evitar lecturas erróneas del ECG, con la utilización de una etapa de filtro más eficiente, de la fuente de poder conmutada, logrando tener mayor estabilidad en el voltaje de CD obtenido.

3. Suministrar la tensión correspondiente al electrocardiógrafo, desde una fuente de poder conmutada de bajo tamaño y con baja disipación de calor (sin necesidad de utilizar un disipador metálico para los transistores), para cuando se opere al electrocardiógrafo desde la línea de 60Hz.

RESUMEN

Desde 1970, existen diversas topologías de fuentes de poder conmutadas, las cuales han presentado una alta densidad de corriente, pero una limitada estabilidad cuando operan con altas frecuencias (>50KHz), debido a que los dispositivos semiconductores, como los transistores bipolares de potencia, presentan un bajo rendimiento. Por eso, es necesario introducir otra tecnología, que supere estas limitaciones. Con un transistor de efecto de campo óxido de metal MOSFET, como elemento de conmutación, en lugar de un transistor bipolar de potencia, se busca mejorar el rendimiento en las fuentes de poder conmutadas, en aplicaciones en dónde se requiera alta estabilidad de operación (procesamiento de señales débiles).

En este trabajo, se presenta una alternativa para solucionar el problema que existe en el rendimiento de un electrocardiógrafo, el cual se abastece por una fuente de poder lineal operando a 60Hz desde la línea, lo que altera la lectura del ECG. El principal interés por desarrollar este trabajo, es mejorar el rendimiento de un electrocardiógrafo, abastecido desde una línea de 60Hz, debido a que una fuente primaria de CD (pila seca), tiene un tiempo de vida limitado, para que opere durante las 24 horas, como se requiere en un hospital.

El trabajo está integrado de la siguiente forma:

CAPITULO I. Este capitulo, está dedicado a exponer el principio de funcionamiento de un electrocardiógrafo, la electrónica utilizada para obtener las lecturas del ECG, y la forma de cómo una fuente de poder conmutada con suministro de energía alterna de la línea de 60Hz, puede utilizarse para el suministro de energía de un electrocardiógrafo.

CAPITULO II. En este capitulo, se describe el diagrama eléctrico general de la fuente de poder conmutada, propuesta para este trabajo y se desarrolla el diseño de la fuente bipolar de poder conmutada, para el suministro de energía del electrocardiógrafo. Se desarrolla el diseño por etapas, que corresponden a: (a) rectificador monofásico de entrada y filtro, (b) red de arranque, (c) convertidor push-pull, (d) inductores auxiliares, (e) circuito de control TL494 con modulación por ancho de pulso, (f) circuito de salida.

Se explica el funcionamiento del circuito integrado TL494, así como también se utiliza la información contenida en las hojas del fabricante del TL494, para su adaptación en la fuente bipolar de poder conmutada.

CAPITULO III. En este capitulo, se da a conocer el aspecto del prototipo de la fuente de poder conmutada. Se indican los resultados alcanzados, con las mediciones registradas con el electrocardiógrafo, con las respectivas lecturas del ECG, utilizando la fuente bipolar de poder conmutada, para suministrar de energía al electrocardiógrafo, así como también, se proponen las perspectivas, que permiten el mejoramiento del rendimiento de la fuente bipolar de poder conmutada.

GENERALIDADES

La opción de utilizar fuentes de poder conmutadas ó lineales, en un diseño particular, se basa principalmente en las necesidades de cada aplicación. Ambas fuentes de poder, conmutadas ó lineales tienen distintas cualidades. Así que, con la idea de utilizar el tipo de fuente de poder mas apropiada en un diseño particular, es necesario considerar el costo y los requerimientos eléctricos al seleccionar el tipo de fuente de poder, que mejor satisfaga estos requerimientos.

Una fuente de poder lineal, ofrece al diseñador tres principales ventajas:

1. Fácil adquisición. Se puede comprar un regulador lineal completo en un encapsulado, y simplemente agregar 2 filtros capacitvos para almacenar y estabilizar la potencia.

2. Estabilidad y capacidad de operación con carga. El regulador lineal genera algo de ruido eléctrico a su salida, y su tiempo de respuesta de carga dinámica (tiempo que toma para responder a cambios en la corriente de carga), es realmente mínimo.

3. Costos de fabricación. Para una salida de potencia aproximadamente menor a 10W, los costos de sus componentes y los costos de manufactura son menores, comparables con el regulador conmutado.

La desventaja del regulador tipo lineal, es que solo puede ser utilizado como regulador reductor, lo que implica que el diseñador deba de algún modo desarrollar una salida de voltaje entre 2 ó 3 veces mayor, para satisfacer la salida requerida de voltaje. Esto significa que en situaciones fuera de línea, deberá colocarse un transformador de 60Hz con rectificador y filtro, antes de la fuente lineal de potencia. Ésta condición de prealimentación, incrementa el costo.

Por otra parte, cada regulador lineal, puede tener solo una salida. Así que para cada salida de voltaje adicional requerida, deberá agregarse un regulador lineal completo. Otra desventaja importante, es la eficiencia promedio del regulador lineal. En aplicaciones normales, los reguladores lineales exhiben eficiencias del 30 a 60%. Esto significa que por cada watt entregado a la carga, más de un watt se desperdicie dentro de la fuente de energía.

Cuando se utiliza un transistor como regulador lineal, existe un desperdicio de energía, que ocurre en el transistor de paso y es necesario para desarrollar las operaciones básicas requeridas, dentro de la fuente de poder, cuando el voltaje de entrada se modifica, entre línea baja y línea alta, de acuerdo a sus especificaciones. Esto hace necesario agregar un disipador de calor al transistor de paso, demasiado grande durante la mayor parte de su tiempo de operación. El punto donde el costo del disipador de calor comienza a ser excesivo, es cerca de los 10W de la potencia de salida. Hasta este punto, cualquier pieza metálica conveniente puede disipar adecuadamente el calor desarrollado.

Estos defectos se hacen más notorios, principalmente a niveles más altos de potencia de salida, esto hace que el regulador conmutado, sea una mejor opción.

El regulador conmutado evita todos los defectos del regulador lineal. Primero, la fuente de poder conmutada exhibe eficiencias del 68 al 90%, sin importar el voltaje de entrada, esto reduce drásticamente el tamaño requerido del disipador de calor y por lo tanto su costo.

Los transistores de potencia dentro de la fuente de poder conmutada, trabajan en sus puntos más eficientes de operación: saturación y corte. Esto significa que los transistores de potencia, pueden entregar muchas veces su valor de potencia a la carga, al menor costo.

A partir de que la frecuencia de operación de una fuente de poder conmutada, sea mucho mayor que la frecuencia de línea de 60Hz, los componentes magnéticos y capacitivos, utilizados para el almacenamiento de energía, son mucho más pequeños y el costo para construir una fuente de poder conmutada, llega a ser menor que el de una fuente lineal a niveles mas altos de potencia. Todas estas ventajas hacen de la fuente conmutada de energía una opción mucho más versátil, con una gama de aplicaciones, que la fuente lineal.

El diseño de una fuente de poder conmutada, no es simple. Muchas consideraciones, se deben tomar en cuenta, incluso si hay un diseño publicado que resuelva las necesidades del sistema.

El diseñador experimentado, necesitará al menos de 3 meses de trabajo, dependiendo de su complejidad, diseño, prototipo y pruebas antes de llevar a cabo la etapa de producción. Para el perfeccionamiento del diseño, antes de la etapa de producción, debe planearse entre 4 a 6 meses de trabajo de esfuerzo. Obviamente este perfeccionamiento del diseño lleva un costo.

Generalmente, en la industria se tienen áreas acondicionadas con fuentes de poder, lineales y conmutadas. Las fuentes de poder lineales, son elegidas para potencia y regulación a nivel de tarjeta, en donde el sistema de distribución de potencia dentro del equipo, es altamente variable y el voltaje de alimentación de carga requiere ser restringido. Son usualmente utilizadas en circuitos, en donde un voltaje de alimentación en reposo es necesario, así como en circuitos analógicos de audio ó de interfase. También son utilizados donde se requiere una baja sobre carga y en donde la generación de calor, no es un problema. Las fuentes de poder conmutadas, se utilizan en situaciones, donde se necesita de una mayor eficiencia y la disipación de calor presente un problema, tal como un acumulador y aplicaciones donde la vida del acumulador y la temperatura interna y externa sean importantes.

En resumen, debido a su versatilidad, eficiencia, tamaño y costo, una fuente de poder conmutada, es preferida en la mayoría de las aplicaciones. Los avances en las nuevas topologías, así como en la tecnología de semiconductores, y componentes magnéticos, lleva al desarrollo de nuevas aplicaciones, como es el caso, del presente trabajo de TESIS.

CAPITULO 1

FUNCIONAMIENTO DE UN ELECTROCARDIÓGRAFO

El corazón humano, debe ser controlado minuciosamente, ya que si el deja de latir, aunque sea unos pocos minutos, el resultado es la muerte. Esto se debe a que los tejidos del cuerpo no pueden continuar funcionando si los mismos están privados de sangre, en especial el cerebro, ya que el corazón, permite que los diferentes órganos sean abastecidos de oxigeno por medio de la sangre.

Para saber como está trabajando el corazón, necesitamos, saber si su mecanismo está intacto y cuanta sangre bombea en un tiempo determinado. Estás medidas como muchas otras no son fáciles de realizar a partir de la parte externa del cuerpo, y se deben hacer por medios indirectos. Una forma de obtener evidencias sobre el funcionamiento del corazón consiste en registrar algunas de las señales eléctricas que acompañan la contracción del músculo cardiaco.

El registro y examen de estas señales se llama electrocardiografía ECG, y es una de las técnicas de diagnóstico más utilizadas.

1.1 FUCIOAMIETO DEL ECG

Cada célula del músculo cardiaco constituye una batería sodio-potasio, internamente negativa y positiva por fuera. Cuando el músculo se contrae estás células cumplen un ciclo de polarización-repolarización y generan una señal eléctrica suficiente (debido a la cantidad de células) para poder medir su tensión en la superficie de la piel. Estás tensiones son captadas por medio de electrodos metálicos colocados en partes estratégicas del cuerpo, luego se amplifican y se realiza un trazado gráfico que comúnmente llamamos “electrocardiograma”.

[1]

Electrocardiograma (ECG o también EKG, del alemán Elektrokardiogramm), es un estudio usado para evaluar el ritmo y la actividad eléctrica del corazón principalmente. Un ECG es usado para diagnosticar ataques al corazón y anormalidades en el ritmo cardiaco. Esto también puede proveer pistas acerca de otras condiciones y ciertos padecimientos médicos, también es usado para detectar problemas que no son relacionados primeramente con el corazón.

El proceso de obtención de un ECG de hecho no conlleva ningún riesgo o complicación, además es un examen indoloro. Cuando el corazón late, éste genera señales eléctricas. El ECG detecta estas señales de la superficie de su piel y las registra. El paciente no siente nada durante el procedimiento.

El procedimiento completo en reposo toma alrededor de 3 a 4 minutos. Durante el procedimiento se le pedirá al paciente que se recueste tranquilamente sobre su espalda, quitándose la camisa. Tres pequeños parches adhesivos o ventosas conectados a cables le serán colocados alrededor de su pecho. Los cables estarán conectados al electrocardiógrafo.

Después del procedimiento dependiendo de su padecimiento y de la valoración del médico, el paciente puede ser requerido para someterse a exámenes adicionales.

El electrocardiograma habitual, es una grafica de las variaciones del potencial eléctrico recogido de la superficie del cuerpo. Los cambios de ese potencial eléctrico durante un ciclo cardiaco describen una curva característica, formada por una serie de ondas que ascienden o descienden en relación con la línea basal (nivel isoeléctrico). Reciben los nombres de onda P, complejo QRS y onda T. En la Fig. 1.1 se puede ver la forma de onda basada en los factores amplitud y tiempo, tal como se obtiene prácticamente. La duración de un ciclo es de 600ms y la amplitud es de 1mV.

La terminología médica, para facilitar la comunicación, usa determinadas letras para cada sección de la forma de onda, de la Fig. 1.1, que a continuación se explican.

Fig. 1.1 Trazo ideal mostrando los componentes sucesivos del electrocardiograma

La onda P representa la activación eléctrica (despolarización) de la aurícula, iniciada en el nudo sino-auricular (SA). La onda P puede ser positiva, negativa, difásica, presentar una muesca, ser plana o faltar por completo. Una onda P bifásica muestra dos máximos de polaridad distinta, y según el orden de estos máximos, se tiene una onda P de tipo “ + - “ o de tipo “ - + ”.

El intervalo PQ representa el tiempo requerido por la despolarización auricular y la conducción del impulso a través del nudo aurícula-ventricular (AV).

El segmento PR representa el retardo fisiológico debido a la transmisión del impulso a través del nudo AV; normalmente este nudo es isoeléctrico, o ligeramente negativo. Cuando existe una depresión importante de este segmento se habla de una onda de repolarización auricular (Ta).

El complejo ventricular o complejo QRS representa la despolarización de los ventrículos.

Cualquier onda positiva dentro del complejo QRS se llama onda R; si hay mas de una, la segunda recibe el nombre de R’. Una onda negativa situada antes de la onda R se llama onda Q, una onda negativa situada después de una onda R se llama onda S; una onda negativa que sigue a una R’ es una S’. Un complejo QRS en forma de onda negativa única recibe el nombre de onda o complejo QS. Las ondas más pequeñas suelen designarse con q, r y s, en tanto que las ondas grandes se designan con Q, R y S. El intervalo QR también llamado tiempo de activación ventricular; corresponde a la propagación de la onda de despolarización desde el endocardio hasta la superficie epicárdica.

El segmento ST representa un periodo de inactividad eléctrica, después de que la totalidad del miocardio se despolarizo. Puede ser isoeléctrico, o pude estar desplazado hacia arriba o hacia abajo, respecto a al línea basal; en cuanto a forma, puede ser plano, o mostrar una pendiente ascendente o descendente, y en fin una convexidad hacia arriba o hacia abajo. El punto donde termina el complejo QRS y se inicia el segmento ST se designa con la letra J (unión).

La onda T representa el fin de la despolarización, o en otras palabras, la repolarización de ambos ventrículos. Puede ser positiva, negativa, difásica, bicúspide o plana. El intervalo QT muestra el tiempo que se requiere para la despolarización y repolarización de los ventrículos.

El intervalo TP representa el estado de reposo del músculo cardiaco, durante el cual no hay actividad eléctrica. El trazo se vuelve una línea horizontal plana, llamada línea basal o isoeléctrica. La onda U es una pequeña elevación redondeada, que sigue a la onda T en ocasiones, principalmente en las derivaciones V3 y V4. Se debe a algunos pospotenciales al principio de la diástole. El intervalo RR representa la distancia (o sea el tiempo en milisegundos) entre los máximos de dos ondas R sucesivas. [2]

1.2 DERIVACIOES DEL ECG

Los potenciales eléctricos pueden ser recogidos de la superficie corporal mediante dos electrodos, uno conectado al polo positivo, el otro al polo negativo del electrocardiógrafo. La disposición específica que guardan los electrodos recibe el nombre de "derivación". En la Fig.

1.2.1, se muestran las derivaciones bipolares y unipolares.

Fig. 1.2.1. Derivaciones bipolares y unipolares de miembros: R = brazo derecho, L = brazo izquierdo, F = pie izquierdo

Se han empleado más de cuarenta derivaciones distintas en los registros electrocardiográficos;

pero habitualmente son 12 las que más se usan:

a. Tres derivaciones bipolares de miembros, llamadas D1, D2 y D3.

b. Tres derivaciones unipolares de miembros, llamadas aVR, aVL y aVF.

c. Seis derivaciones precordiales, llamadas V1, V2, V3, V4, V5 y V6.

Cuando la señal eléctrica se acerca al polo positivo, se registra una onda positiva en el electrocardiograma; cuando la señal eléctrica se aleja del electrodo positivo, se registra una onda invertida. Las tres derivaciones bipolares de miembros se consiguen disponiendo los electrodos de la siguiente manera:

D1: brazo izquierdo (+) y brazo derecho (-) D2: pierna izquierda (+) y brazo derecho (-) D3: pierna izquierda (+) y brazo izquierdo (-)

Las tres derivaciones unipolares de miembros se consiguen con la siguiente disposición de los electrodos:

aVR: brazo derecho (+) y la CTg (-) aVL: brazo izquierdo (+) y la CTg (-) aVF: pie izquierdo (+) y la CTg (-)

Las seis derivaciones precordiales, que se observan en la Fig. 1.2.2, indican las posiciones del electrodo explorador. Estas derivaciones precordiales, se consiguen disponiendo los electrodos como sigue:

V1: 4o. espacio intercostal, en el borde derecho del esternón (+), y la CTw (-).

V2: 4o. espacio intercostal, en el borde izquierdo del esternón (+), y la CTw (-).

V3: punto medio entre V2 y V4 (+), y la CTw (-).

V4: 5o. espacio intercostal, a nivel de la línea medio clavicular (+), y la CTw (-).

V5: Línea axilar anterior, a la misma altura que V4 (+), y la CTw (-).

V6: Línea axilar media, al mismo nivel que V4 (+), y la CTw (-).

Fig. 1.2.2. Derivaciones precordiales, posiciones del electrodo explorador sobre el tórax, y central terminal de Wilson.

1.3 ELECTRÓICA DEL ECG

Haciendo un análisis de la señal eléctrica que genera el corazón se puede observar que se está en presencia de ondas complejas, las cuales tienen una frecuencia fundamental y componentes armónicas, y para ser estudiadas correctamente precisan de dispositivos especiales. En un pulso de 60 latidos, la fundamental es de 1Hz y hay otras frecuencias por debajo de los 100Hz. A demás, la tensión es tan baja que sensibiliza los electrodos, esto crea nuevos problemas, que no son conocidos, en las técnicas habituales de audiofrecuencia. Por está razón deben utilizarse un amplificador de instrumentación, filtro pasa banda, filtro NOTCH, y amplificador No inversor de alta ganancia. En la Fig. 1.3, se ilustra el diagrama a bloques de un electrocardiógrafo (ECG).

Fig. 1.3. Diagrama a bloques de un electrocardiógrafo ECG.

1.3.1 Amplificador de Instrumentación

Las características más importantes del amplificador de instrumentación, son la posibilidad de manejar la ganancia con un resistor, y el rechazo a las señales de modo común (RRMC). Para obtener un elevado valor del RRMC, se deben acoplar las impedancias del circuito, es decir que deben tener el mismo valor, para lo cual se utilizaron resistores de precisión con baja tolerancia (1%), y capacitores con bajo coeficiente de temperatura. Cuanto más próximos sean sus valores, más elevado será el valor de la RRMC. [3]

Para este amplificador se ha empleado una configuración con tres amplificadores operacionales (AO). El cuarto amplificador operacional, incluido dentro del amplificador de instrumentación es un corrector de basal, el cual hace que en la señal no existan niveles de CD, con duraciones menores de 50ms y la referencia a cero de la señal sea siempre la misma, ya que si esta cambia, la lectura del ECG puede ser errónea, el corrector de basal esta proyectado para una frecuencia de corte de 2Hz [2]. Por medio de dos potenciómetros, se puede regular la ganancia y el valor de la RRMC. En la configuración propuesta se dispone de un filtro pasa-banda, de manera que debe limitarse el ancho de banda, ya que la señal del corazón no tiene un rango de frecuencias amplio, es decir un grande ancho de banda.

Las características generales del filtro pasa-banda y amplificador de instrumentación son: a.

Frecuencia de corte inferior de 5Hz, b. Frecuencia de corte superior de 500Hz, c. RRMC de 93.97dB

1.3.2 Filtro de muesca-NOTCH

Se implementa un filtro NOTCH ó de muesca, con elevado factor de mérito Q, con el propósito de poder atenuar las interferencias producidas por la red eléctrica en el monitoreo. El filtro NOTCH, está compuesto por un filtro pasa-banda de banda angosta, de aquí su elevado Q, cuya señal de salida se suma a la señal original con fase invertida.

De esta manera se consigue un filtro de muesca, con las siguientes características: a.

Frecuencia de rechazo de 60Hz, b. Banda útil hasta 20Hz, c. Atenuación de la frecuencia de rechazo de 40dB (por ser filtro de segundo orden). [3]

Este circuito, al igual que el amplificador de instrumentación, debe estar constituido por resistores y capacitores de acoplamiento, por lo tanto el montaje lleva resistores variables, para efectuar la calibración y así obtener la mayor atenuación posible a la frecuencia deseada. En los electrocardiógrafos comerciales este filtro es de uso opcional.

1.3.3 Amplificador NO inversor

Luego del filtro NOTCH, se introduce un amplificador en configuración de NO inversor de alta ganancia. Esta configuración sirve para agregar ganancia a la señal de entrada, con tal de conseguir una ganancia absoluta de 1000, sobre la señal de entrada de modo que, cuando el valor del voltaje de la señal de entrada sea de 1mV, entonces el valor del voltaje de la señal de salida será de 1 V y así finalmente poder obtener la señal de salida a medir. [3]

CAPITULO 2

DISEÑO DE LA FUENTE DE PODER CONMUTADA UTILIZADA PARA UN ELECTROCARDIÓGRAFO

2.1 FUETE BIPOLAR DE PODER COMUTADA

En la Fig. 2.1 se muestra el diagrama a bloques de una fuente conmutada, la cual cuenta con cuatro diferentes secciones, que son: rectificador y filtro (entrada), conmutador de alta frecuencia, rectificador y filtro (salida) y el circuito de control.

Fig. 2.1. Diagrama a bloques de una Fuente Conmutada.

En la Fig. 2.2, se propone el diagrama eléctrico de una fuente bipolar de poder conmutada a base de dos transistores de efecto de campo óxido de metal MOSFET IRF740, que conforman una configuración push-pull. A continuación se describe su funcionamiento.

Cuando se requiere suministrar energía alterna de la línea de 60Hz, para desarrollar una fuente de poder conmutada, en primer lugar se requiere disponer de un rectificador de onda completa y posteriormente de un filtro capacitivo de alto valor C1, para conseguir un voltaje de CD, proveniente de la línea.

En seguida, se coloca una red de arranque, formada por un circuito RC, el cual sirve para suministrar el voltaje correcto del circuito integrado TL494, que proporciona las señales de control PWM a los transistores de efecto de campo óxido de metal MOSFET IRF740. La red de arranque, integrada por el capacitor C2, que es cargado, por medio del resistor R1, con una constante de tiempo

τ

τ = RC

Cuando se suministra el voltaje de operación al circuito integrado TL494, desde la red de arranque, entonces un número de pulsos alternados, son inyectados a las terminales de las compuertas de los transistores de efecto de campo óxido de metal MOSFET, los cuales son activados, cuando la unión drenaje-fuente se cierra, permitiendo la circulación de corriente, primero por primera mitad del devanado primario a través del transistor Q1, y posteriormente por la segunda mitad a través del transistor Q2, del devanado primario del transformador T con núcleo de ferrita marca Ferroxcube [5], el cual induce un campo magnético al devanado de compensación NC incluido en el transformador T, que tiene como función compensar la cantidad de corriente faltante, para hacer operar al circuito integrado TL494, y activar la red de acoplamiento, por medio del diodo de alta velocidad 1N4937.

En este momento, el circuito integrado TL494, ya puede inyectar un mayor número de pulsos a la compuerta de los transistores de efecto de campo óxido de metal IRF740, debido, a que el voltaje de retroalimentación, que es proporcionado por el devanado de retroalimentación NR, incluido en el mismo transformador T, se incrementa por la cantidad de corriente eléctrica que se exige por las dos mitades del devanado secundario T.

Enseguida, el devanado primario del transformador con núcleo de ferrita, induce también un campo magnético a las dos mitades del devanado secundario. Estas dos mitades en el devanado secundario, tienen como función convertir la señal pulsante, en un voltaje de CD, por medio del arreglo de dos diodos rectificadores 1N4937 (diodo de alta velocidad), polarizados en forma directa e inversa, respectivamente y de un filtro capacitivo, como se observa en la Fig.

2.2, para obtener una fuente bipolar de voltaje positivo y negativo.

En este tipo de diseño, la fuente de poder conmutada, solamente opera cuando la carga es conectada a las mitades del devanado secundario del transformador con núcleo de ferrita T, en este caso el funcionamiento de esta fuente bipolar de poder conmutada, será dependiente de la cantidad de carga.

Fig. 2.2. Diagrama eléctrico de la fuente bipolar de poder conmutada propuesta, alimentada desde la línea de 60Hz

En el diseño de la fuente de poder conmutada, se debe conocer el principio de funcionamiento de los elementos que la integran. Entre los elementos que integran la fuente bipolar de poder conmutada, se puede mencionar al rectificador monofásico de entrada, red de arranque, convertidor push-pull, diseño del transformador con núcleo de ferrita, circuito de control TL494 con modulación por ancho de pulso y circuito de salida.

En este capitulo, se desarrolla el diseño de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. El procedimiento de diseño en está aplicación, consiste en la explicación y cálculo de cada uno de los componentes de las diversas etapas del circuito.

2.2 RECTIFICADOR MOOFÁSICO DE ETRADA Y FILTRO

Para poder desarrollar una fuente de poder conmutada con suministro de energía alterna de línea de 60Hz, se requiere disponer de un rectificador monofásico de onda completa, y posteriormente para obtener un voltaje de CD, se debe conectar un filtro capacitivo. En la Fig.

2.3, se ve el diagrama del rectificador monofásico de onda completa.

Fig. 2.3 Rectificador monofásico de onda completa y red de arranque

El rectificador de onda completa, debe ser capaz de suministrar corriente a una carga inductiva pulsante, a través de un transistor MOSFET, como se observa en la Fig. 2.2. El rectificador de onda completa, que se debe seleccionar en el circuito de la Fig. 2.3, debe tener una capacidad de corriente de operación de 2A, así como un voltaje pico inverso de 400V. Para obtener el valor del filtro capacitivo, que es un condensador electrolítico se deben conocer, el valor del voltaje rizo, la corriente eléctrica requerida para abastecer la carga, así como la frecuencia de operación. [4]

Para obtener el valor mínimo del condensador utilizado como filtro, se requiere conocer el voltaje del rizo ∆∆∆V, determinado por (1), mientras que para obtener el valor máximo del ∆ condensador utilizado como filtro, se requiere conocer el voltaje del rizo ∆∆∆∆V, determinado por (2):

V

V 15 π 4

min

=

∆

m

máx

V

V 3 π

= 4

∆

El valor óptimo del condensador electrolítico, se obtiene a partir del valor del voltaje rizo correspondiente, corriente de carga y frecuencia de operación, por:











∆

= ⋅

V I f

C _L 1 (3) SOLUCIÓ.

Para determinar el valor del condensador electrolítico, se utiliza la ecuación (3), conociendo previamente el valor del voltaje rizo, que se obtiene de las ecuaciones (1), (2), obtenidas por desarrollo de SERIE DE FOURIER, así como el valor de: Vm = 170V, IL = 0.5A , f = 60Hz. De acuerdo con la ecuación (3):

V V_máx =72.15

∆

F

C 115.5

µ

15 . 72 60

5 . 0

min =

= ⋅

V V_min =14.43

∆

F C

577 . 5 µ

43 . 14 60

5 .

0 =

= ⋅

Un valor práctico para el condensador electrolítico, se puede seleccionar entre el valor mínimo y el valor máximo de capacitancia, obtenidos anteriormente. Entonces, el valor de C = 470µF, cumple la condición anterior.

2.3 RED DE ARRAQUE

Para suministrar el voltaje de operación al circuito integrado TL494, desde una fuente de energía alterna de línea de 60Hz, se debe disponer de una red de arranque, integrada por un circuito RC, como se observa en la Fig. 2.3. El voltaje de CD, obtenido del condensador electrolítico C1, debe ser capaz de hacer funcionar al circuito de control, con una corriente limitada por el resistor R1.

Para obtener el valor óptimo de la red de arranque RC, se requiere conocer el valor de la corriente mínima necesaria para operar al circuito de control TL494, voltaje de CD, obtenido del filtro capacitivo VCD, voltaje en el condensador a plena carga VL y la frecuencia de operación.

La ecuación (4), se utiliza para determinar el resistor limitador de corriente, mientras que la ecuación (5), se utiliza para determinar el valor del condensador:

C L CD

I V

R V −

= (4)



 



 −

⋅

⋅

>

CD L

V R V

f C

1 ln

5 .

1 (5)

El valor de corriente IC, depende del valor necesario de corriente que se requiere para operar al circuito de control TL494 y a la red de acoplamiento. Este valor de corriente, se obtiene de las hojas del fabricante. [6]

SOLUCIÓ.

Para determinar el valor del resistor R1, y el valor del condensador electrolítico C1, se debe conocer previamente el valor de: VCD = 108V, VL = 12V, IC =18mA, f = 60Hz. De acuerdo con la ecuación (4) y (5):

Ω

⋅ =

= −₋ K

R 5.33

10 14

12 108

1 3

F

C 92 . 91 µ

108 1 12 ln 10 33 . 5 60

5 . 3

3

1

=

 

 



 −

⋅

⋅

⋅

>

Un valor práctico para el resistor R1 y condensador electrolítico C1, se deben seleccionar en función de la corriente mínima IC y por el valor del voltaje de operación VL del circuito integrado TL494. Entonces, el valor de R1= 5.6KΩ y C1 = 100µF, cumplen la condición de operación.

2.4 COVERTIDOR PUSH-PULL

Para llevar cabo la conversión del voltaje y corriente CD-CD de forma aislada, para obtener voltajes positivo y negativo, se utiliza un convertidor push-pull, como se observa en el diagrama eléctrico de la Fig. 2.2. El principio de funcionamiento de un convertidor push-pull, consiste en la activación de dos transistores MOSFET de forma alternada, que se realiza por medio de la aplicación de un pulso de compuerta, seguido del cierre de la unión drenador- fuente, consiguiendo con esto que fluya abruptamente una corriente ID = IP, por el inductor y por el transistor MOSFET. En la Fig. 2.4.a, se ilustra el diagrama eléctrico simplificado de la topología del convertidor push-pull y en la Fig. 2.4.b, las correspondientes formas de onda asociadas. [7]

Fig. 2.4.a. Convertidor push-pull

Por otra parte, cuando se activa el transistor Q1, el campo magnético desarrollado en la mitad del inductor primario LP, del transformador con núcleo de ferrita, se induce sobre una mitad del inductor secundario LS, creando de esta manera un voltaje VL y por consiguiente la corriente IS, sobre el devanado secundario, que es requerida por la carga, en un instante de tiempo posterior, es activado el transistor Q2, y se vuelve a repetir la secuencia anterior, solamente que ahora, se crea un voltaje VL y por consiguiente la corriente IS, sobre el devanado secundario, con polaridad opuesta.

El transistor MOSFET que se debe seleccionar para el diseño del convertidor push-pull, que se ilustra en la Fig. 2.4.a, debe tener una capacidad de corriente de operación mínima de 1A y un voltaje de unión drenador-fuente de 400V. El transistor MOSFET IRF740, cumple con estos criterios de diseño, para el desarrollo de está aplicación. [8]

Para el calculo de los devanados primario NP y secundario NS, de los transformadores con núcleo de ferrita, se requiere conocer el valor de voltaje que será inyectado al devanado primario con derivación central, y el valor de voltaje que será utilizado para suministrar a la carga, así como también la cantidad de corriente, que se consume por ambos devanados. La obtención del número de espiras por cada devanado, se consigue a partir de:

m e P

P f A B

 V

⋅

⋅

⋅

= ⋅ 4

10⁸ (6)

m e S

S f A B

 V

⋅

⋅

⋅

= ⋅ 4

10⁸ (7)

Por otra parte, el valor del resistor de compuerta RG se obtiene, a partir de la información que se proporciona en las hojas del fabricante, para el transistor MOSFET IR740. En el apéndice, se proporciona la información del fabricante del transistor IRF740.

Fig. 2.4.b. Formas de onda del convertidor push-pull asociadas al diagrama de la Fig. 2.4.a

SOLUCIÓ.

Para determinar el valor del número de espiras para el devanado primario y secundario con derivación central, del transformador T, se utilizan las ecuaciones (6) y (7), conociendo previamente el valor de: VP = 54V, VS = 18V, IP = 0.326A, IS = 1.5A, f = 20KHz, Ae = 0.81cm² y Bm = 2500G. De acuerdo con la ecuación (6) y (7):

33 . 2500 333 81 . 0 20000 4

10 54 ⁸

⋅ =

⋅

⋅

= ⋅

P ^espiras

11 . 2500 111 81 . 0 20000 4

10 18 ⁸

⋅ =

⋅

⋅

= ⋅

S ^espiras

La selección del calibre del alambre magneto, se elige, en función de la capacidad de corriente de los devanados primario y secundario, del transformador T.

A continuación en la TABLA 1 se da a conocer la información correspondiente, para la selección del calibre AWG del alambre magneto SOLDANEL, clase B, 130⁰C, con respecto a la capacidad de corriente. Este tipo de alambre magneto, es utilizado en la fabricación de transformadores de alta frecuencia 20KHz, con núcleo de ferrita [11].

TABLA 1

DIMENSIONES ALAMBRE MAGENTO

Calibre Número

AWG

Diámetro mm

Sección Transversal

mm ²

Corriente (AMPERS) 18

19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40

1.0240 0.9116 0.8118 0.7230 0.6438 0.5733 0.5106 0.4647 0.4049 0.3606 0.3211 0.2859 0.2546 0.2268 0.2019 0.1798 0.1601 0.1426 0.1270 0.1131 0.1007 0.0897 0.0799

0.82 0.65 0.52 0.41 0.33 0.26 0.20 0.16 0.13 0.10 0.08 0.064 0.051 0.040 0.032 0.0254 0.0201 0.0159 0.0127 0.0100 0.0079 0.0063 0.0050

14.2 10.5 8.0 6.8 5.6 4.5 3.2 2.5 2.0 1.8 1.5 1.2 0.72 0.53 0.36 0.30 0.25 0.20 0.12 0.09 0.08 0.05 0.02

Para el diseño del transformador con núcleo de ferrita para 20KHz, calculado, se tiene:

NP = 340 espiras AWG # 32 NS = 114 espiras AWG # 28 NC = 74 espiras AWG # 36 NR = 30 espiras AWG # 36

Cuando, se fabrican transformadores de alta potencia y frecuencias > 50KHz, en aplicaciones como los son balastros electrónicos, en donde se exige, que estos sistemas operen con bajas pérdidas, con un alto asilamiento, se recomienda utilizar un alambre magneto LITZ, del tipo POLISOLDATERMANEL, clase H, 180⁰C. [11]

2.4.1 DISEÑO DE LOS IDUCTORES AUXILIARES

En el transformador T con núcleo de ferrita, también se dispone de dos devanados, que corresponden a inductores auxiliares, cuya función, es generar la corriente faltante de compensación y el voltaje de retroalimentación para el suministro del circuito de control, respectivamente. En la Fig. 2.5, se ilustra el aspecto de los transformadores T.

Fig. 2.5. Aspecto del transformador con núcleo de ferrita para una frecuencia de 20Khz Para el cálculo del devanado de compensación NC y de retroalimentación NR, se requiere conocer el valor de voltaje de CD correspondiente, para poder operar al circuito de control TL494, así como también el voltaje de retroalimentación requerido, para que el amplificador de error del circuito TL494, opere correctamente. La obtención del número de espiras por cada uno de estos devanados, se consigue a partir de ecuaciones similares para el cálculo de los devanados NP y NS. [4]

SOLUCIÓ.

Para determinar el valor del número de espiras para el devanado de compensación NC y de retroalimentación NR, del transformador T, se debe conocer previamente el valor de: VC = 12V, VR = 5V, IC = IR = 0.11A, f = 20KHz, Ae = 0.81cm² y Bm = 2500G. De acuerdo con la ecuación (6):

07 . 2500 74 81 . 0 20000 4

10 12 ⁸

⋅ =

⋅

⋅

= ⋅

C ^espiras

86 . 2500 30 81 . 0 20000 4

10 5 ⁸

⋅ =

⋅

⋅

= ⋅

R ^espiras

La selección del calibre del alambre magneto, se elige, en función de la capacidad de corriente de los devanados de compensación y retroalimentación. En el apartado 2.4, se proporciona el calibre del alambre magneto que se utiliza en los devanados de compensación y retroalimentación, respectivamente.

Como en el circuito de control TL494, se requiere inyectar voltajes de CD, tanto para el suministro de corriente, como para el voltaje de retroalimentación, las señales pulsantes obtenidas a la salida de los devanados de compensación NC y retroalimentación NR, respectivamente, deben ser convertidas en voltajes de CD. En la Fig. 2.5, se puede ver, la conexión en ambos devanados (compensación y retroalimentación) a un diodo rectificador de alta velocidad, con su correspondiente filtro capacitivo.

El diodo rectificador de alta velocidad [9], que se utiliza en la Fig. 2.5, en los devanados auxiliares, debe tener una capacidad de corriente de operación de 0.11A y un voltaje pico inverso mayor a 10V.

El diodo rectificador de alta velocidad 1N4937, opera con los criterios de diseño, para está aplicación.

Para determinar el valor del condensador de retroalimentación, se puede utilizar la ecuación (3), conociendo previamente el valor del voltaje rizo, que se obtiene de las ecuación (1), así como el valor de: Vrm = 10V, IR = 0.11A, f = 20KHz. De acuerdo con la ecuación (3):

V V_min =0.848

∆

F

C_máx 6.48

µ

848 . 0 20000

11 .

0 =

= ⋅

Un valor práctico para el condensador de retroalimentación, se puede seleccionar por un valor de capacitancia CR = 10µF.

2.5 CIRCUITO DE COTROL TL494 CO MODULACIÓ POR ACHO DE PULSO

En [6], se describe, que se requiere de un oscilador de señal diente de sierra, el cual se compara con un voltaje de error de CD, obtenido a partir de la diferencia de dos voltajes que corresponden al voltaje de referencia y al voltaje de retroalimentación, para proporcionar a la salida de un comparador, una señal de control PWM. La variación del voltaje de error de CD, se obtiene de un amplificador diferencial, que hace la función de amplificador de error, el cual resta el voltaje de referencia, con el valor de voltaje de retroalimentación, que corresponde a la variación correcta del sistema, es decir cuando se presenta estabilidad. Pero cuando, la señal de referencia se iguala a la señal de retroalimentación, se alcanza una inestabilidad, y esa condición se mantiene, hasta que exista nuevamente un cambio en el sistema, que obligue al cambio en la señal de retroalimentación.

En la Fig. 2.6, se presenta los casos extremos, que se observan en el funcionamiento de un control con retroalimentación.

Fig. 2.6. Funcionamiento del control retroalimentado para dos voltajes de error. (a) Señal PWM para un caso inestable y (b) Señal PWM para un caso estable

El circuito integrado TL494, se utiliza como circuito de control con modulación por ancho de pulso PWM. Este circuito integrado, tiene mucha aceptación en el diseño de fuentes de poder conmutadas operadas en alta frecuencia (>20Khz). Este circuito contiene un oscilador diente de sierra, dos amplificadores de error, referencia de 5V con histéresis, control para el tiempo muerto de la señal PWM, protección contra sobre voltaje, y dos transistores bipolares con capacidad de manejo de corriente de hasta ∼∼∼∼ 0.5A [6].

Para poder seleccionar el circuito integrado TL494, como control PWM, en la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, se requiere hacer una analogía de funcionamiento con el esquema básico del control retroalimentado, expuesto en [10].

Esto tiene como propósito, conocer su diagrama interno de bloques, para comprobar la función correspondiente de cada bloque y asegurar su funcionalidad para esta aplicación.

En la Fig. 2.7, se ilustra el diagrama de bloques del circuito integrado TL494.

Fig. 2.7. Diagrama interno de bloques del circuito integrado TL494

En el diagrama de bloques, se observan algunos terminales, que pueden presentar confusión, por ejemplo, el control de tiempo muerto (deadtime), que corresponde a la terminal No 4, mientras que la terminal No 13, se refiere al control de la señal de salida (output control), en la cual solo se puede inyectar una señal con nivel de voltaje de 5V, por ser una compuerta con lógica TTL.

Entre las características eléctricas más importantes del circuito integrado TL494, que son de utilidad para el desarrollo de un diseño específico, como la información, que recomienda el fabricante, para que se utilicen ciertas condiciones de operación para el TL494, las cuales son de importancia, ya que sirven de guía, para el diseño de una fuente de poder conmutada. En la TABLA 2, se enlistan estás características que proporciona el fabricante.

TABLA 2. Características eléctricas del circuito integrado TL494

Entre las curvas características más importantes, que se tienen que considerar cuando se realiza el diseño de una fuente de poder conmutada, son por ejemplo, la gráfica de la frecuencia del oscilador, la gráfica de la ganancia en voltaje del amplificador de error en lazo abierto, y la gráfica del porcentaje del ciclo de utilidad, para el control del tiempo muerto (deadtime), de la señal de control, como función de la frecuencia del oscilador.

En la Fig. 2.8, se ilustra el diagrama eléctrico del circuito integrado TL494, utilizado para generar la señales de control para la activación de los transistores MOSFET IRF740.en la topología Push-Pull.

Fig. 2.8. Diagrama eléctrico del circuito de control con el integrado TL494

En la Fig. 2.9, se observa la curva correspondiente a la variación de la frecuencia del oscilador f, en función del valor del resistor RT. A partir de está grafica se obtiene el valor del resistor RT y condensador CT, para generar la señal diente de sierra como oscilador para una frecuencia de 20KHz, en donde resistor RT = 8.2KΩ y CT = 0.01µF.

Fig. 2.9. Variación de la frecuencia del oscilador en función del valor de RT

En la Fig. 2.10, se observa la respuesta del amplificador de error diferencial, el cual debe funcionar para una frecuencia de 20KHz. Sobre la curva de respuesta de este amplificador, se observa, que para una frecuencia de 20KHz, su operación es inestable [4], por lo que es necesario realizar una compensación en frecuencia, agregando una red R3C conectada en serie entre si, y en paralelo con el resistor R1, el cual determina la ganancia en el amplificador de error diferencial.

El fabricante proporciona una solución para resolver este inconveniente y conseguir que el amplificador de error sea estable para 20KHz [6]. Con el valor propuesto de resistores y condensador por el fabricante: R1 = 4.7KΩ, R2 = 1MΩ, R3 = 33KΩ y C = 0.1µF.

Se obtiene una ganancia en voltaje en lazo cerrado de aproximadamente 30dB.

Fig. 2.10. Variación de la ganancia en voltaje en lazo abierto en función de la frecuencia En la Fig. 2.11, se ilustra la gráfica del porcentaje del ciclo de utilidad %, para el control del tiempo muerto, en donde se requiere que la señal de control de salida, tenga un ciclo de trabajo del 30%, para que los transistores en configuración Push-Pull, no se traslapen, cuando ambos dispositivos sean activados y desactivados. De la grafica que proporciona el fabricante, una solución para conseguir este ciclo de trabajo, se elige que: RX = 4.7KΩ y RY = 470Ω.

Para activar a los transistores Q1 y Q2, se requiere de una red de acoplamiento adicional, debido a que el circuito integrado TL494, no puede proporcionar el nivel de voltaje VG hacia la terminal de compuerta, para activar al IRF740, como lo sugiere el fabricante [8]. En la Fig. 2.8, se observa la conexión de la red de acoplamiento a la terminal No 8. La obtención del valor de los resistores RC, R4 y R5, para que los transistores Q1 (BC547) y Q2 (BC557) satisfagan su operación en la región de corte-saturación, la ganancia en corriente β = 10, permitirá conseguir que: RC = 940Ω, R4 = 9.4KΩ y R5 = 1KΩ. [4]

Fig. 2.11 Variación del ciclo de utilidad de la señal de control, en función de la frecuencia del oscilador y del voltaje del control de tiempo muerto

2.6 CIRCUITO DE SALIDA

Para obtener un voltaje de CD de los devanados secundarios del transformador T, se requiere disponer de rectificadores de alta velocidad, por la frecuencia de operación de la fuente de poder conmutada a 20KHz. Posteriormente, se debe conectar un filtro capacitivo.

En la Fig. 2.12, se ve el diagrama de la etapa de salida con rectificadores de alta velocidad.

El diodo rectificador de alta velocidad D1 que se ilustra en la Fig. 2.12, debe tener una capacidad de corriente de operación de 2A y un voltaje pico inverso de 400V. El diodo rectificador de alta velocidad 1N4937, opera con una corriente máxima de 1A [9].

Para obtener voltaje positivo y negativo, se utiliza dos diodos de alta velocidad 1N4937, conectados como se ilustra en la Fig. 2.12.

SOLUCIÓ.

Para determinar el valor del condensador C1, se puede utilizar la ecuación (3), conociendo previamente el valor del voltaje rizo, que se obtiene de las ecuación (1), así como el valor de:

Vm = 18V, I1 = 0.5A, f = 20KHz. De acuerdo con la ecuación (3):

V V_min=1.52

∆

F

C_máx 16.44

µ

52 . 1 20000

5 .

0 =

= ⋅

Un valor práctico para el condensador C1, se puede seleccionar por un valor de capacitancia C1

= 22µF.

Fig. 2.12. Rectificador de alta velocidad D1 y filtro capacitivo para una frecuencia de 20Khz En una conexión en paralelo, se conecta un resistor R con valor de 100KΩ, como protección para la descarga del propio condensador, y así evitar que se quede cargado, cuando se desconecte la fuente de poder conmutada.

CAPITULO 3

RESULTADOS Y PERSPECTIVAS

En este capitulo, se presentan los resultados obtenidos con el prototipo de la fuente de poder conmutada para el electrocardiógrafo, a través de oscilogramas correspondientes a las señales de salida de la fuente de poder conmutada y las lecturas del ECG desde el electrocardiógrafo, previamente diseñado y calibrado. Estas mediciones son realizadas a un corazón artificial y a un paciente, respectivamente.

3.1 ELABORACIÓ DEL PROTOTIPO

A continuación, se presenta una sencilla descripción de la forma como se realizaron las placas de circuito impreso para la fuente bipolar de poder conmutada. También se indica como se deben distribuir los dispositivos electrónicos, magnéticos (transformador con núcleo de ferrita), etc.

En la Fig. 3.1.1, se muestra el aspecto de la fuente bipolar de poder conmutada, que está integrada por: (a) Rectificador monofásico de entrada y filtro, (b) Red de arranque, (c) Convertidor push-pull, (d) Inductores auxiliares, (e) Circuito de control TL494 con modulación por ancho de pulso, (f) Circuito de salida.

Fig. 3.1.1. Aspecto de la fuente bipolar de poder conmutada

El circuito impreso del prototipo de la fuente bipolar de poder conmutada, se realiza sobre una placa fenólica, de cara individual, siendo los dispositivos electrónicos distribuidos, según, se muestran en la placa de circuito impreso del circuito de control (Fig. 3.1.2.a) y de la placa de circuito impreso de la fuente bipolar de poder conmutada (Fig. 3.1.2.b), que se separa, debido a que se requiere una compactación en el tamaño, con respecto al circuito completo, como se observa en la Fig. 3.1.1.

Fig. 3.1.2.a. Circuito impreso correspondiente al circuito de control de la fuente bipolar de poder conmutada

Fig. 3.1.2.b. Circuito impreso correspondiente a la fuente bipolar de poder conmutada

El montaje de la fuente bipolar de poder conmutada junto con el modulo del electrocardiógrafo, se interconectan, para realizar las mediciones correspondientes del ECG. En la Fig. 3.1.3, se da a conocer el aspecto del montaje del sistema completo (fuente bipolar de poder conmutada y modulo del electrocardiógrafo).

Fig. 3.1.3. Aspecto del montaje del sistema completo: fuente bipolar de poder conmutada y modulo del electrocardiógrafo (caja roja).

3.2 MEDICIOES

En esta sección, se hace una descripción de las mediciones realizadas para obtener las señales correspondientes del ECG, con la utilización de la fuente bipolar de poder conmutada.

Estás mediciones, se realizan con ayuda de un osciloscopio digital de la serie TDS3000B de TEKTRONIX. El osciloscopio digital, permite que se pueda guardar la información, es decir los oscilogramas en un disco floppy, esto hace más versátil, la realización de la medición.

En primer lugar, se realizaron las mediciones correspondientes a la fuente bipolar de poder conmutada, que son explicadas en [10] y en la Fig. 3.2.1, se observa el oscilograma de la señal de salida de voltaje en el devanado secundario del transformador observado en la Fig. 1.4. Del oscilograma, se puede observar que la amplitud del valor pico-pico es de 19.76V, mientras que el valor de la frecuencia es de 19.35KHz. Esto demuestra que la forma de onda de la señal de la Fig. 3.2.1, corresponde a una configuración Push-Pull.

Fig. 3.2.1 Oscilograma correspondiente a la forma de onda de voltaje de salida, en el devanado secundario del transformador con núcleo de ferrita

En seguida, se realizan las lecturas correspondientes del electrocardiógrafo energizado por medio de la fuente bipolar de poder conmutada, que se propone en este trabajo de TESIS.

La forma de onda de la señal del ECG, a través del sistema de medición, es obtenida a través de un osciloscopio digital de la serie TEKTRONIX, modelo TDS3000B. La medición del ECG, se realiza previamente, por medio de un corazón artificial, previamente calibrado por el instrumentista, el cual sirve como patrón de medición. En la Fig. 3.2.2, se muestra el oscilograma correspondiente obtenido con el corazón artificial, con una amplitud de 5 Vp y frecuencia de 1.767 Hz.

En la Fig. 3.2.3, se muestra el oscilograma correspondiente, cuya medición es obtenida en un paciente. La amplitud de 4 Vp y frecuencia de 1.375 Hz, fueron registradas en la medición. Esta medición, permite comprobar el rendimiento de la fuente bipolar de poder conmutada y la estabilidad del electrocardiógrafo.

Fig. 3.2.2. Oscilograma correspondiente a la lectura del ECG, obtenida por el corazón artificial

Fig. 3.2.3. Oscilograma correspondiente a la lectura del ECG, obtenida de un paciente

3.3 CARACTERÍSTICAS ELÉCTRICAS

En esta sección, se procede evaluar el rendimiento de la fuente bipolar de poder conmutada para el electrocardiógrafo. Se inyecta una señal alterna de 120V RMS, 60Hz, para obtener sus respectivas características eléctricas, con el electrocardiógrafo como carga. La información obtenida, se enlista en la Tabla 3.

TABLA 3

CARACTERÍSTICAS ELÉCTRICAS

PARÁMETRO VARIABLE VALOR

Voltaje de entrada V_E 54V

Voltaje de salida V_S ±± 9V ±±

Corriente de entrada I_E 0.16A

Corriente a plena carga I_S ±±±± 0.20A

Rizo de salida ∆V ±±± 0.1V ±

Eficiencia η 52%

En la Fig. 3.3.1, se muestra el oscilograma correspondiente, al voltaje de rizo ∆V, producido por la fuente bipolar de poder conmutada a plena carga (electrocardiógrafo). La amplitud de 0.1V, fue registrada en la medición. Esta medición, permite comprobar que el voltaje aplicado al electrocardiógrafo es altamente eficiente. Los voltajes de salida de la fuente bipolar de poder conmutada suministrados al electrocardiógrafo, son +8.48V y -8.76V, que fueron registrados en el oscilograma. Las pequeñas discrepancias en los voltajes obtenidos, se debe a que el número de espiras no es simétrico, cuando se realiza una derivación central.

Fig. 3.3.1. Oscilograma correspondiente a la lectura del voltaje de rizo, y del voltaje de salida de la fuente bipolar de poder conmutada

Se puede observar de la Tabla 3, que la eficiencia de la fuente bipolar de poder conmutada, realizada en este trabajo, es tan solo del 52%.

Esto es debido en parte al diseño del transformador con núcleo de ferrita, el cual presenta algunas deficiencias, con respecto a la prematura saturación del núcleo ferromagnético. Otro inconveniente, es que la relación de transformación, no debe ser mayor de 5 veces, ya que la inductancia mutua, comienza ser muy pequeña, debido a la débil inducción magnética del devanado primario al devanado secundario. Sin embargo, a pesar de los inconvenientes mencionados, la fuente bipolar de poder conmutada, es funcional, para la aplicación del electrocardiógrafo.

3.4 PERSPECTIVAS

Debido a las deficiencias explicadas en la sección 3.3, sobre la fuente bipolar de poder conmutada para el electrocardiógrafo, se debe evitar que el núcleo de ferrita del transformador de alta frecuencia, se sature, como se observa en la curva del ciclo de histéresis (B-H), de la Fig. 3.4.1 [5].

Fig. 3.4.1. Curva de magnetización normal, correspondiente al ciclo de histéresis, en donde se observa la región de saturación.

Para mejorar el rendimiento de la fuente bipolar de poder conmutada, se propone utilizar dos transformadores de alta frecuencia, con núcleo ferromagnético de alta permeabilidad (µ >

2000), de la marca Ferroxcube (material 3C85), y conectarlos de la forma indicada en el circuito eléctrico de la Fig. 3.4.2. Esta solución permite, que la fuente bipolar de poder conmutada para el electrocardiógrafo, mejore su rendimiento, es decir, alcance eficiencias del orden de hasta el 85%. A demás el diseño del circuito de control, puede ser realizado con componentes de montaje superficial, lo que reduciría el tamaño físico de la fuente bipolar de poder conmutada.

Fig. 3.4.2. Diagrama del circuito eléctrico propuesto para mejorar el rendimiento de la fuente bipolar de poder conmutada.