EDITORIAL QUARK ISSN: 0328-5073 ISSN: 0328-5073 Año 17 / 2003 / Año 17 / 2003 / Nº 196 - $6,50Nº 196 - $6,50 ISSN: 0328-5073 ISSN: 0328-5073 Año 17 / 2003 / Año 17 / 2003 / Nº 196 - $6,50Nº 196 - $6,50
SECCIONES FIJAS
Nuestros Productos 40
Sección del Lector 96
ARTICULO DE TAPA
Contador-frecuencímetro de 1Hz a 10MHz 3
MONTAJES
Base de tiempo para cronómetro 8
Amplificadores de potencia de 12V con TDA 2003 11
Sencillo sintonizador para VLF 17
Analizador resistivo multipropósito 19
INSTRUMENTACION
Valor eficaz 22
SERVICE
La etapa de deflexión horizontal en los monitores modernos 29
CUADERNO DEL TECNICO REPARADOR Programas y bases de datos para el service
Electrónika 2003. Monitores para PC 35
TV
Cómo se realiza la reparación de receptores de TV 57
ELECTRONICA Y COMPUTACION
Un PIC por dentro. Diagrama en bloques del 16F84 62
MICROPROCESADORES
Diseño básico del sistema para microprocesador 8085A 66
CUADERNO ESPECIAL DE FALLAS 7 fallas y soluciones en:
Monitores
Televisores 73
AYUDA AL PRINCIPIANTE
Polarización de transistores bipolares 82
MANTENIMIENTO DE COMPUTADORAS
Todo sobre Benchmarks 86
INFORME ESPECIAL
La exposición electrónica de Berlín IFA-2003 91
Distribución en Capital
Carlos Cancellaro e Hijos SH
Distribución en Interior
Distribuidora Bertrán S.A.C.
Uruguay RODESOL SA EDITORIAL QUARK Año 17 - Nº 196 NOVIEMBRE 2003
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SSAABBEERR
EDICION ARGENTINA - Nº 196
Director
Ing. Horacio D. Vallejo
Producción
Federico Prado
Columnistas:
Federico Prado Luis Horacio Rodríguez
Peter Parker Juan Pablo Matute
Colaboradores:
Paula Mariana Vidal
EDITORIAL QUARK S.R.L.
Propietaria de los derechos en castellano de la publicación mensual SABER ELECTRONICA Herrera 761 (1295) Capital Federal T.E. 4301-8804 Director Horacio D. Vallejo Staff Teresa C. Jara Luis Leguizamón Olga Vargas Alejandro Vallejo José María Nieves Diego H. Sánchez Marcelo Blanco Diego Pezoa Gastón Navarro Mariano Peredo Carla Lanza Atención al Cliente Alejandro Vallejo [email protected] Internet: www.webelectronica.com.ar Web Manager: Luis Leguizamón Editorial Quark SRL
Herrera 761 (1295) - Capital Federal www.webelectronica.com.ar
La Editorial no se responsabiliza por el contenido de las notas firmadas. Todos los productos o marcas que se mencionan son a los efectos de prestar un servicio al lector, y no entrañan res-ponsabilidad de nuestra parte. Está prohibida la reproducción total o parcial del material contenido en esta revista, así como la industrialización y/o comercialización de los aparatos o ideas que aparecen en los mencionados textos, bajo pena de sanciones legales, salvo mediante autorización por escrito de la Editorial.
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ECTOR
Sentirse Bien!!!
“Bien, amigos de Saber Electrónica, nos encontramos
nueva-mente en las páginas de nuestra revista predilecta, para
compartir las novedades del mundo de la
electrónica”
Quiero compartir con Uds. la alegría que siento por el Curso de PICs (primer nivel) que realizamos en nuestra sede de
Herrera 761 el pasado 10 de octubre, a beneficio del Pe-queño Cottolengo Don Orione.
Me siento realmente satisfecho porque en un salón con capacidad para no más de 40 personas habían más de 70 lectores con quien compartimos 8 horas virtualmente “uno arriba de otro” y, sin embargo, creo que aprovechamos el tiempo y pudimos desarrollar el curso con total normalidad.
Pero lo que me agradó aún más es que reunimos una buena cantidad de alimentos que donaron los asistentes y que fueron entregados al Sr. Roberto Beluzzo en repre-sentación de la Institución mencionada.
No tengo más que palabras de agradecimiento para con todos los seminaristas y compañeros de trabajo, quienes pusieron su granito de arena, cada uno desde su lugar, para que se puedan cumplir las metas que nos fijamos.
Al cierre de esta edición aún no se realizaba en Tu-cumán otro Curso (el 18 de octubre) esta vez a beneficio de comedores infantiles a cargo del Equipo de Asistencia y Adopción pero descontamos que la generosidad de nuestro hermoso pueblo se hará presente una vez más.
Quiero invitarlo a que se sume a esta propuesta, nuestro equipo de colaboradores gustosamente se encargará de or-ganizar eventos a beneficio de alguna institución de su lo-calidad que precise de la colaboración de todos los amantes de la electrónica.
¡Contáctenos!, verá que después se sentirá feliz de haberlo hecho.
Contador - Frecuencímetro
de 1Hz a 10MHz
Sin dudas, el frecuencímetro junto con el osciloscopio, conforman los
instru-mentos “más deseados” por todo electrónico que se desarrolle en las áreas de
servicio técnico e investigación. Contar con un buen contador de pulsos de
es-cala ajustable y un buen ancho de banda puede resultar muy beneficioso.
Lue-go de las consultas realizadas por nuestros lectores sobre el frecuencímetro
con PIC publicado en Saber 185, hemos “armado” el siguiente proyecto que
consiste en un contador que puede “contar” hasta 9999 y con la ayuda de una
base de tiempo adecuada (que es otro de los montajes de esta edición) es
po-sible detectar señales y mostrar sus frecuencias en un rango que va desde
1Hz hasta 100MHz por medio de la acción de una llave selectora. El proyecto
se basa en el uso de circuitos integrados digitales fáciles de conseguir en
ca-sas de electrónica.
Autor: Ing. Horacio D. Vallejo
E
n procesos industriales son muy utilizados los circuitos que “cuentan” cuántas veces una máquina llegó al final de un proceso.También en salas de espectácu-los públicos donde el acceso es con-trolado a través del ingreso por moli-netes, cuando se interrumpe un haz lumínico se efectúa la cuenta de los ingresantes a dicha sala. A continua-ción mostraremos un proyecto de un contador óptico de 4 dígitos, que em-plea un circuito integrado único, pu-diendo ser empleado además para otras aplicaciones.
Entre los usos más “codiciados” estará seguramente el de un frecuen-címetro y para implementarlo hará falta una base de tiempos precisa cu-yo montaje también se propone en esta edición.
En los contadores digitales existe una gran variedad de utilizaciones para la industria electrónica y tam-bién para el uso del hogar.
Todas las funciones para este tipo de usos están incorporadas en un único circuito integrado, hacen enton-ces que el circuito sea realmente simple. Todos los elementos necesa-rios para el armado del contador de 4 dígitos, está en el circuito integrado MM74C925, y requiere pocos com-ponentes externos. Se utiliza un dis-play de 4 dígitos de 7 segmentos, una interfase adaptadora y una base de tiempo para el caso del frecuencí-metro.
La velocidad máxima de respues-ta del circuito está aproximadamente alrededor de 10MHz.
Se puede hacer la alimentación del circuito con tensiones de 3 a 6V, lo que es compatible con la tecnolo-gía TTL y también con CMOS.
Las características sobresalien-tes del contador son las siguiensobresalien-tes:
NUMERO DE DIGITOS: ...4 BANDA DE CONTEO: ...0000 A 9999 FRECUENCIA MAXIMA DE CONTEO: ...4 MHz (tip). BANDA DE TENSIONES DE ALIMENTACION: ...3 A 6V MARGEN DE RUIDO: ...1V CORRIENTE MAXIMA
POR SEGMENTO: ...40mA FRECUENCIA MAXIMA
DE SALIDA: ...1kHz CAPACIDAD DE ENTRADA: ...5pF En la figura 1 se puede apreciar el diagrama de conexiones y el diagra-ma interno en bloques que corrponden a todas sus funciones de es-te circuito ines-tegrado (74C925) que tiene los elementos necesarios para la construcción de un contador digital de 4 dígitos de tipo multiplicado.
Si se quisiera hacer un contador de 4 dígitos que emplea displays de 7 segmentos de manera convencional,
se necesitarían 28 patas sólo para las salidas, lo que ocasionaría incon-venientes para el proyecto, tal como muestra la figura 2.
La forma de implementar el circui-to consiste en poseer las siete sali-das que serán conmutasali-das entre los 4 displays. Dando un ejemplo, si se presenta un número 3456, activamos la salida de dos segmentos en se-cuencia, de manera que se queden en un período corto de tiempo.
Si se divide cada ciclo de opera-ciones de los circuitos en 4 tiempos o intervalos, al tener 4 dígitos, el primer intervalo, el circuito proporciona la señal que hará encender los dígitos del primer evento, tal como se
mues-Montaje
Saber Electrónica
Figura 2 Figura 1
Contador - Frecuencímetro
de 1Hz a 10MHz
tra en la figura 3. Dicho de otra mane-ra, los display no estarán prendidos permanentemente, sino que las sali-das se “multiplexarán” de manera que cada display se active en uno de cuatro períodos, en una secuencia lo suficientemente rápida como para que el observador vea siempre pren-didos los diferentes dígitos.
Si el tiempo de excitación de ca-da display es largo, obtendremos un efecto secuencial desagradable con los números encendidos uno des-pués de otro, es decir, si el proceso fue rápido, con una señal de coman-do de una frecuencia lo
suficiente-mente alta, los tiempos de activación de cada dígito serán rápidos, por lo cual no veríamos los tiempos de pa-saje de uno a otro.
Nuestros ojos observarán los dí-gitos de siempre prendidos y cada uno de ellos mostrará su valor.
Las salidas del integrado son en-tonces “llaveadas” de manera de pre-sentar en ellas los valores armados en 4 latches unidos al contador.
La frecuencia de multiplexación de nuestro circuito está en el orden de 1kHz y no podrá ser modificada.
Los resistores unidos a las sali-das del circuito integrado sirven para
limitar la corriente de los segmentos y tenemos dos controles adicionales importantes.
El latch es uno de ellos, y puede parar la cuenta en un momento de-terminado y el display quedará en el número que contó hasta ese momen-to (S2, en el circuimomen-to de la figura 4). Por otra parte el RESET iniciará nue-vamente la cuenta (S1, en el circuito de la figura 4).
Nosotros tenemos en este pro-yecto un contador óptico para utilizar con este fin.
En el transistor de uso general tiene un emisor unido a la entrada de conteo (CLOCK) que funciona cuan-do se enciende la luz del fotosensor. El trimpot P1 se usa para ajustar la sensibilidad del circuito.
En la figura 4 se ve el diagrama completo del aparato cuando funcio-na como contador.
La distribución de los componen-tes de la placa de circuito impreso, con excepción del display y su confi-guración, puede variar según cada fabricante y lo vemos en la figura 5.
El sensor contador de pulsos puede ser un simple pulsador, un “fin de carreras” o un optoacoplador (fi-gura 6) que puede ser montado en tubos opacos con una lente conver-gente, según el nivel de iluminación Figura 3
con que se quiera trabajar, y se pue-de aumentar el trimpot para mejorar su sensibilidad.
Para la prueba hay que poner las llaves del reset (S1) y del lacht (S2) para que el dispositivo comience a contar, para lograr la prueba del con-tador (las dos en nivel alto), se envia-rán los pulsos de luz al fotosensor con una linterna.
Debemos ajustar P1 para que el circuito comience a contar. Para comprobar su funcionamiento se puede hacer una instalación del cir-cuito y se ajustará otra vez, según el tipo de pulso luminoso con el que se quiere trabajar. La figura 7 nos mues-tra un modelo para la operación del contador con un reed-switch en lugar de optoacoplador.
La prueba puede ser manual, da-do que cada vez que coloquemos la pata 2 en lugar de S2, para estable-cer el período de cuenta, podríamos emplear un 555 conectado como un contador simple de impulsos de baja velocidad, tal como sugiere la confi-guración de la figura 8.
La duración de los pulsos será ajustada según la frecuencia máxima de conteo.
Los resistores unidos a los pines 6 a 7 del circuito integrado en conjun-to con el capacitador, determinan el largo de los pulsos. Para el capacitor se recomiendan valores comprendi-dos entre 10nF a 1µF y para el resis-tor, 1kΩa 1MΩ.
Para calcular la duración de los pulsos y por ende el período de cuen-ta se utiliza la siguiente fórmula:
R= 1,1 x R x C
Habrá que recor-dar que la frecuencia máxima de cuenta del 555 está alrededor de 1MHz, menor del que está permitido por los circuitos del contador empleado.
Para obtener velo-cidades mayores de conteo se empleará un trigger construido con un 4093 o un equi-valente.
Para utilizar nues-tro circuito como fre-cuencímetro habrá que emplear un dia-grama en Bloques co-mo el co-mostrado en la figura 9.
El bloque “Base de Tiempo” debe proveer pulsos de duración precisa y para ello
em-Montaje
Saber Electrónica
Figura 5 Figura 6 Figura 7 Figura 8Contador - Frecuencímetro
de 1Hz a 10MHz
pleamos el montaje publicado en es-ta misma edición.
El circuito de entrada es el que se muestra en la figura 10. Se trata de una disposición que permite estable-cer señales de reloj (cuenta), de cuenta (latch) y de reset para operar el contador de la figura 5.
Note que a este bloque se le de-ben conectar las bases de tiempo de 0,01 segundo; 0,1 segundo y 1 se-gundo respectivamente. La posición
de la llave selectora S1 determina el rango de lectura, pudiendo “leer” hasta 9.999kHz cuando S1A está en posición 0,01 y S1B en 1/10.
Las diferentes posiciones de la llave S1 determina el rango de medi-da y así tendrá la escala apropiamedi-da para la lectura.
Cabe aclarar que como base de tiempo puede emplear cualquier otra configuración además de la que hemos propuesto. ✪
Figura 9
Figura 10
Lista de Materiales del Contador (figura 5)
CI-1 - MM74C925 - Circuito inte-grado contador.
Display - 4 display de 7 segmen-tos, ánodo común o display de 4 dígitos con 7 terminales de cuen-ta y 4 de selección.
P1 – Potenciómetro de 1MΩ Q1 a Q4 - BC548 - Transistores NPN de uso general.
S1, S2 - Llaves doble inversoras R1 a R7 - 180Ω
Varios
Placa de circuito impreso, gabi-netes para montaje, fuente de ali-mentación de 5V x 250mA, circui-to de entrada para frecuencíme-tro (vea la figura 10), base de tiempo (ver texto), cables, termi-nales de conexión, etc.
Saber Electrónica
C
uando se desea diseñar uncronómetro, un controlador de procesos industriales, un fre-cuencímetro, un
oscilos-copio, etc., es preciso te-ner una base de tiempos muy exacta. Nuestro cir-cuito tiene la capacidad de dar impulsos a en pe-ríodos de 1 segundo; 0,1 segundo y 0,01 segundo; lo cual permite cumplir la medida de tiempos en se-gundos, décimas y centé-simas de segundo.
El circuito que propo-nemos emplea solamen-te tres insolamen-tegrados CMOS que se alimentan con una tensión continua estabili-zada en 12V. El circuito integrado CI 1 del circuito
es un CD4060 que equivale al HCF4060, y que contiene en su inte-rior una etapa osciladora más 14
eta-pas divisoras x 2. Se trata de un con-tador/divisor binario con oscilador, tal como se muestra en la figura 1.
Base de Tiempo
para Cronómetro
Una base de tiempo es un generador de
pul-sos cuadrados en secuencias precisas y
es-tables para ser utilizado en aplicaciones
indus-triales y de instrumentación. El proyecto que
presentamos en esta nota emplea un cristal
pa-ra conseguir tiempos de segundos, décimas y
centésimas.
Autor: Federico Prado
M
ONTAJE
Si se aplica a las patas 10 y 11 (etapa osciladora), un cristal de cuar-zo de 3,2768MHz, en la pata 3 del
mismo integrado obtendríamos la fre-cuencia dividida x 16.384 como por ejemplo:
3.276.800Hz : 16.384 = = 200Hz
Si necesitan frecuen-cias de 100Hz o de10Hz, hay que divi-dir por 2 los 200Hz ob-tenidos y para este fin se emplea el integrado CD4013 que posee en su interior 2 flip/flop ti-po D, tal como se muestra en la figura 2. Enviando los 200Hz a la pata 11 de IC2/A, en la salida (pata 13), la frecuencia saldrá divi-dida x 2, obteniendo 100Hz. Una frecuen-cia de 100Hz nos pro-porciona los impulsos distanciados unos de otros: 1s : 100 = 0,01 seg. Si queremos obtener el tiempo de 0,01 se-gundos, lo haremos en medidas de la frecuen-cia de 100Hz, obteni-da de la pata 13 de IC2/A, se aplica a la pata 1 (entrada) del in-tegrado IC3, que es un contador dual CMOS, cuyo detalle de conexiones se puede observar en la figura 3 (en la figura 4 se puede apreciar la tabla de verdad de este circuito integrado). De la pa-ta de salida 6 del primer divisor x 10 se tiene una frecuencia de 10Hz (100:10 = 10), que proporciona im-pulsos distanciados entre sí:
1s : 10 = 0,1 seg.
El tiempo de 0,1 segundos se puede utilizar para hacer medidas en décimas de segundo.
Del segundo divisor x 10 (pata de salida 14), tendremos una frecuencia de 1Hz, que nos proporciona impul-sos distanciados entre sí:
Figura 2
Figura 3
Figura 4
Saber Electrónica
1s : 1 = 1 segundo.
El tiempo de 1 segundo lo utiliza-mos para hacer mediciones en se-gundos.
De la pata 14 sale la frecuencia de IC3 que se lleva a la pata de en-trada 3 del segundo flip/flop tipo D, cuya salida se obtiene por la pata 1 para alimentar el diodo led DL1 que al encenderse, nos demostrará que la etapa osciladora y las relativas eta-pas divisoras funcionan sin inconve-nientes.
En las diferentes salidas marca-das como 1 - 0,1 - 0,01 segundos se encuentran disponibles impulsos di-gitales con un nivel lógico “0” igual a 0V y un nivel lógico “1” igual a la má-xima tensión positiva, vale decir, 12V.
El circuito al que se hace referen-cia puede emplearse para testear la base de tiempos de osciloscopios y al poner el time/base en 0,01 segun-dos, se verificará en pantalla que se tienen impulsos distanciados a razón de 1 cuadrito por marca.
En la figura 5 se puede observar el esquema completo de la base de tiempo, mientras que en la figura 6, observamos la placa donde serán montados los componentes y una vez soldados, el circuito funcionará sin necesidad de algún ajuste.
Para que funcione el circuito hay que alimentarlo con una tensión esta-ble de 12V. Este circuito ya fue des-cripto en Saber 128 y se le realizaron algunas modificaciones que mejoran su desempeño. ✪ Figura 5 Figura 6 Lista de Materiales CI 1 - CD4060 - Integrado CMOS CI 2 - CD4013 - Integrado CMOS CI 3 - CD4518 - Integrado CMOS XTAL - Cristal de cuarzo de 3,276MHz LED1 - Led de 5 mm color rojo R1 - 1MΩ R2 - 2k7 R3 - 1kΩ C1, C4, C5 = 0,1µF - Capacitores cerá-micos C2, C3 - 68pF - Cap. de poliéster C6 - 100µF x 25V - Cap. electrolítico Varios
Placa de circuito impreso, gabinetes para montaje, estaño, cables, zócalos para los integrados, etc.
E
l TDA2002 es un circuito inte-grado de audio de potencia, es-pecialmente diseñado para aplicaciones en autorradios con gran capacidad de manejo de corriente que llega a los 3,5A. Una propiedad interesante es que permite el manejo de cargas de bajo valor (desde1,6Ω), con lo cual se consigue una potencia de salida superior a 15W en configu-ración puente.Con una carga de 2Ω se consigue una poten-cia de 6W por canal cuando se lo alimenta con una tensión de 12V y tiene una distorsión infe-rior al 10%. Cuando la carga es de 4Ω, con la misma tensión de ali-mentación y en configu-ración puente, la
poten-cia supera los 12W. Es un circuito in-tegrado de alta confiabilidad que ofrece, además, alta seguridad du-rante la operación, dado que posee protección contra:
- Cortocircuitos entre salidas y masa.
- Sobrecalentamiento del chip. - Circuito abierto.
- Inversión de polaridad.
- Excesiva tensión de alimenta-ción (máximo = 30V).
En la tabla 1 se pueden observar los valores máximos para este inte-grado.
Este circuito integrado posee un uso muy flexible, dado que permite el uso o no de un circuito boostrap, se puede ajustar la ganancia y progra-mar el ancho de banda de operación.
Amplificadores de Potencia de
12V con TDA 2003
El circuito integrado TDA2003 es una versión
mejorada de nuestro conocido TDA2002 que
tiene algunas ventajas como ser
protec-ciones más confiables y la necesidad de
pocos componentes externos para su
funcionamiento. En esta nota
describi-mos las características de varios
amplifi-cadores con los dos circuitos integrados y
damos el circuito de un amplificador estéreo de
18W por canal que se puede alimentar con 12V y
así ser empleado como etapa de potencia en un automóvil.
Autor: Ing. Horacio D. Vallejo
M
ONTAJE
Otra ventaja adicional es que puede construirse un dispositivo compacto con bajo costo, dada la po-ca po-cantidad de componentes exter-nos necesarios y permite un montaje sencillo porque no necesita una co-nexión eléctrica entre el disipador del encapsulado y la placa de circuito im-preso (el montaje se realiza con un tornillo).
El TDA2002 posee un circuito de protección que opera cuando se de-tecta sobre el terminal de alimenta-ción una señal determinada. Protege el integrado de picos de hasta 40V, pero si desea aumentar el rango de tensión de protección, se puede colo-car, en serie con la pata 5, un filtro.
Con este filtro se impide la ación de pulsos repetitivos de hasta 120V con una duración de 2ms.
De todos modos, la tensión conti-nua de alimentación para que pueda operar la protección, no debe sobre-pasar los 18V.
El TDA2002 comenzó a cobrar popularidad hace algo más de una década, pero aún en la actualidad no se lo ha explotado en todas sus posi-bilidades.
A los fines de facilitar el montaje,
Montaje
Saber Electrónica
Figura 1Figura 3 Figura 2
Amplificador
de Potencia de 12V
con TDA2003
damos a continuación el detalle de los terminales de este componente (figura 1):
Pin 1 entrada no inversora Pin 2 entrada inversora Pin 3 masa (tierra) Pin 4 salida
Pin 5 +Vcc (tensión de fuente) En la figura 2 se muestra el circui-to eléctrico de un amplificador de 7 watt, apto para uso en automotores, ya que se alimenta con una tensión de 12 volt.
En la figura 3 se reproduce el cir-cuito eléctrico de otro amplificador con TDA2002, en el cual se puede calcular el valor de Cx apropiado, en función de la frecuencia de corte (B) elegida.
En el lazo de realimentación, tan-to Cx como Rx se calculan:
1 Cx = ––––––––
2.π.B.R1
Rx = 20 . R2
Donde es posible calcular los va-lores de estos componentes y luego elegir los valores comerciales más aproximados.
En la figura 4 se da el circuito eléctrico de un amplificador que pue-de ocupar un espacio muy reducido, debido a que posee pocos compo-nentes externos, lo que lo hace eco-nómico.
Si bien no hay componentes críti-cos, se deben calcular tanto Cx como Rx para obtener buena estabilidad con eficiencia para una ganancia de tensión determinada. Para conocer el valor de estos componentes, se de-ben hacer los siguientes cálculos:
1 Cx = __________ 2.π.B.RL RL Rx = ___________ G - 1
Donde B es la frecuencia de cor-te del equipo y G, la ganancia de cor- ten-sión deseada.
Rx se suele construir manual-mente y se utiliza alambre comercial para la construcción de resistencias. Como es un valor muy bajo, se suele bobinar el alambre de resistencia so-bre un resistor comercial de 1MΩ. Tenga en cuenta que en muchas oca-siones RX se suele realizar sobre el mismo circuito impreso, utilizando es-malte resistivo que se deposita sobre la placa de circuito impreso. Esta téc-nica no es muy empleada porque el esmalte resistivo suele ser difícil de conseguir y su costo es elevado.
Ahora bien, en muchos casos es preciso contar con un circuito pream-plificador que permita amplificar la señal de un pick-up ótico o cualquie-ro otra fuente de señal. En la figura 5 se reproduce el circuito de un ampli-ficaor completo (con su ecualizador preamplificador) con el TDA2002.
Se trata de una configuración clá-sica en la cual R16, C23 y C24 deter-minan la impedancia óptima del cir-cuito de acuerdo con la fuente de se-ñal empleada.
Q3 puede ser reemplazado por cualquier otro transistor NPN para bajas señales.
Figura 4
El TDA 2003
En la figura 6 se puede observar el diagrama de conexiones y las di-mensiones del TDA 2003.
Como hemos dicho, el TDA 2003 ha mejorado su funcionamiento con el mismo tipo de conexión que el TDA 2002. Las características adicio-nales del TDA 2002 son: un bajo nú-mero de componentes externos ne-cesarios para su funcionamiento, y la facilidad de armado de amplificado-res en un espacio reducido.
Posee buena potencia de salida y baja distorsión total.
La operación con bajo ruido y buenas condiciones es garantizada debido a la protección contra corto-circuitos tanto para alterna como pa-ra continua.
El TDA 2003 puede mantener un cortocircuito permanente en la salida por un voltaje provisto superior a los 16V, lo que lo hace idea en uso auto-motor ya que cortocircuitos acciden-tales en los parlantes no producen deterioros permanentes.
También posee protección contra inversión de polaridad de manera que si se protege al circuito con un fusible rápido de 1A, éste actuará an-tes de que se queme el integrado.
Si se utiliza como etapa de potcia en un auto, cuando la radio se en-cuentra encendida y la conexión está accidentalmente abierta, el amplifica-dor estándar será dañado. En el TDA 2003 se incluye una protección con diodos para evitar cualquier daño.
También posee un diodo de pro-tección interno
entre las patas 4 y 5 para permitir usar el TDA 2003 con cargas induc-tivas.
En particular, el TDA 2003 pue-de “manejar” un transformador do-ble para la modu-lación del audio.
La tensión
Montaje
Saber Electrónica
Figura 6 Figura 7 Tabla 2Amplificador
de Potencia de 12V
con TDA2003
máxima de alimentación en el TDA 2003 es de 18 V, de todas maneras el dispositivo puede sostener un voltaje DC por encima de los 28 V, sin cau-sar daño. También posee proteccio-nes térmicas que actúan cuando hay una sobrecarga en la salida (aún si es permanente), o un una excesiva temperatura ambiente. Con ésto, el
disparador de calor puede tener un factor más pequeño comparado con el de un circuito convencional.
Tampoco habrá daño si se calien-tan demasiado las patas del integra-do cuanintegra-do se lo suelda.
Los valores máximos de este in-tegrado se pueden observar en la ta-bla 2. La figura 7 muestra el circuito
de prueba con el que se han obteni-do los valores mencionaobteni-dos.
Cuando se va a utilizar como am-plificador simple se recomienda la disposición mostrada en la figura 8. Si son utilizadas diferentes disposi-ciones, los puntos de conexión en las entradas uno y dos deben estar bien separados de la salida térmica a tra-vés de la cual fluye una corriente bastante alta. En la figura 9 se puede observar el circuito impreso sugerido. No se requiere aislación eléctrica entre la carcaza del integrado y el disparador de calor. La longitud de las pistas deben ser los más cortas posibles. La temperatura de soldado no debe exceder los 260º C por doce segundos.
Los valores de los componentes recomendados para utilizar el TDA 2003 son los que se mencionan en el circuito de la figura 8.
C1 es el capacitor de desacople de entrada y el valor recomendado es de 2,2µF. Un valor más alto limita-rá la respuesta en baja frecuencia mientras que si es más bajo se co-rren riesgos de ruidos e interferen-cias.
C2 se coloca para evitar el ripple que pudiera existir al eliminarlo por realimentación.
C3 hace que las señales de alta frecuencia que pudieran venir con la alimentación no sean amplificadas.
C4 es el capacitor de acople de salida y su valor debe ser elevado para que los parlantes estén bien adaptados, mientras que C5 es un estabilizador de frecuencia.
Como en el caso del TDA 2002, tanto Cx como Rx se pueden colocar para “variar” la respuesta del amplifi-cador y permitir el mejor desempeño para un rango de frecuencias deter-minado.
A propósito, R1 y R2 son quienes fijan la ganancia del TDA2003 y R3 cumple la función (junto con C5) de permitir un desempeño estable del amplificador.
Con este circuito se puede obte-ner una potencia de salida del orden Figura 8
de los 6W cuando se lo alimenta con 12V. Si se desea obtener una poten-cia mayor, se puede emplear una configuración puente como la mos-trada en la figura 10. Cuando a este amplificador se lo alimenta con 14 se pueden alcanzar 18W reales de
sali-da. La figura 11 muestra una suge-rencia de placa de circuito impreso para una versión estéreo de este cir-cuito.
Tenga en cuenta que en la lista de materiales se describen los compo-nentes para un sólo canal. ✪
Montaje
Saber Electrónica
Lista de Materiales
IC1, IC2 - TDA2003 - Circuitos in-tegrados amplificadores de audio (con disipador). C1 - 0,1µF - Cerámico C2 - 0,1µF - Cerámico C3 - 0,001µF - Cerámico C4 - 100µF - Electrolítico x 16V C5 - 0,1µF - Cerámico C6 - 0,1µF - Cerámico C7 - 0,1µF - Cerámico R1 - 620Ω Varios
Placa de circuito impreso, gabi-netes para montaje, disipador pa-ra los integpa-rados, parlantes de 4Ω x 20W (Los componentes son da-dos para un sólo canal)
Figura 10
E
ste diseño se ha tomado de una revista que tiene ya sus años pero me pareció lo bas-tante interesante como para incluirlo en la revista. Por esa razón se han dejado las medidas originales y los materiales empleados.El cambio en inductancia se con-sigue mediante el cambio de la per-meabilidad de un núcleo toroidal de ferrite sobre el cual el inductor está devanado. Se le aplica a este núcleo una polarización magnética en una disposición única en donde un imán se encuentra fijo mientras que el se-gundo imán gira en 180∞en la rela-ción de polaridad respecto al fijo. El núcleo a ser controlado se encuentra entre los dos imanes.
Los dos imanes de la figura 1 se
denominan M1 y M2. Se trata de dos pastillas imantadas con polos defini-dos que pueden tomarse de juguetes en desuso, o cualquier otra forma-ción imantada de pequeñas dimen-siones (no más de 20 mm de diáme-tro).
Cuando M1 se encuentra alinea-do con M2 en polaridades distintas, las líneas de flujo se encuentran prácticamente cortocircuitadas, flu-yendo directamente entre los polos opuestos y teniendo un efecto míni-mo sobre el núcleo. Este es el punto de baja inductancia.
A medida que el eje sobre el cual está M1 se gira hacia el punto en donde los polos de igual signo se en-frentan, un número cada vez mayor de líneas de fuerza son forzadas a
fluir a través del núcleo hasta que se llega a casi la saturación en el punto de 180º. Este es el punto de mínima inductancia.
Se construyó un prototipo de las dimensiones dadas en la figura 1, usando un núcleo de ferrite Indiana General, tipo CF101 de material 0-6, diámetro exterior 0.230”, diámetro in-terior 0.120” y 0.060” de espesor, bo-binado con 100 espiras de alambre Nº 35 ( 0.11 mm de diámetro).
Los imanes que yo emplee tie-nen un diámetro de 0.5”, tallados con la polaridad N-S normal y tienen una densidad de flujo de aproximada-mente 350 gauss. El espesor de aire entre los imanes y el núcleo se ajus-tó a 0.01 pulgada (0,25 mm).
La inductancia mínima puede
Sencillo Sintonizador
para VLF
El empleo de polarización
mag-nética para controlar cambios
de inductancia hace posible el
diseño de sintonizadores de
pe-queño tamaño para
aplicacio-nes de baja frecuencia.
Con elementos comunes y sin
de-talles de precisión, construí un prototipo con
buenos resultados.
Autor: Arnoldo Galetto e-mail: [email protected]
ajustarse mediante este entrehierro hasta el punto de saturación del nú-cleo.
La inductancia, medida con un Q-metro Boonton, fue de 15mH máximo y de 100mH mínimo para una rota-ción de 180 grados. El Q promedio sobre este rango fue de 40.
Con un capacitor fijo de 0.001µF en paralelo con el inductor, el rango de sintonía es de 40kHz hasta más de 600kHz. Este rango puede ser ex-tendido hacia abajo hasta 7kHz colo-cando un capacitor de 0.047µF.
Obviamente, con diferentes valo-res de capacidad es posible obtener un rango de sintonía acorde con la banda que necesitamos cubrir. Cabe aclarar que es posible variar la induc-tancia máxima del sintonizador si cambiamos la cantidad de vueltas de la bobina arrollada sobre el núcleo de ferrite, es por eso que debe bobinar una espira al lado de la otra con un alambre estañado fino.
Puede efectuar pruebas con un alambre de diámetro diferente
tenien-do en cuenta que si las espiras se montan unas sobre otras no tendrá uniformidad en la variación de induc-tancia con la rotación del eje que sos-tiene al imán móvil.
El propósito primario de esta nota es hacer conocer un dispositivo casi
desconocido y que con algo de habi-lidad mecánica puede ser construido por el aficionado.
Si se anima a construir este dis-positivo, con gusto lo orientaremos y estaríamos encantados de que nos comente los resultados obtenidos. ✪
Montaje
L
os medidores de salinidad en los alimentos que determinan su punto de cocción no son nuevos, a tal punto que hemos pu-blicado varios prototipos.El circuito que proponemos es muy útil para la cocina hogareña, a tal punto que sigue siendo utilizado en hornos a microondas industria-les, con el objeto de sensar la coc-ción de un alimento determinado.
El sensor verifica la salinidad del agua; por lo tanto, es muy bueno para las personas que tienen pro-blemas con el uso de la sal por ra-zones de salud.
Con la ayuda de este “téster” ya no será necesario probar la comida para rectificar su sabor, también puede ser empleado por un químico
aficionado para realizar controles de conductividad en líquidos no po-tables.
También puede servir para me-dir la humedad de un terreno, de manera tal que los amantes de las plantas podrán saber si ellas nece-sitan agua.
El prototipo de la figura 1 es un óhmetro de mucha exactitud, que pueda comprobar cualquier modifi-cación en la resistividad de un me-dio. Esto será necesario, ya que el agua que no tiene sal conduce me-nos que el agua salada; tendrá una característica proporcional a la can-tidad de sal disuelta en ella.
Para hacer la medición, debe-mos contar con una sonda formada por dos electrodos comunes que
estarán debajo del agua. Luego la tensión positiva de alimentación, por medio de la resistencia R1 de 1.000Ω(vea el circuito de la figura 1), alcanzará a uno de los dos elec-trodos, que pasando a través del agua, se dirigirá hacia el otro elec-trodo, conectado a la entrada no in-versora (pata 5) del amplificador operacional que está incluido en el interior del integrado LM358.
El agua aunque no esté salada, de todas maneras conduce, por lo cual es necesario un control para neutralizar la conductividad resi-dual. Para tal fin, empleamos el se-gundo amplificador operacional del LM358.
Dándole una vuelta al potenció-metro R2, se le dará en la entrada
Analizador Resistivo
Multipropósito
Un analizador resistivo es un circuito que reacciona
frente a cambios de “resistencia” en un medio.
Posee múltiples aplicaciones como por ejemplo
analizar la salinidad de un suelo o medir la
con-centración mineral en un líquido. Sin dudas, la
aplicación doméstica por excelencia es como
“detector de cocción de alimentos”. En esta
nota describimos el circuito de un prototipo
confiable y muy fácil de armar.
Autor: Ing. Horacio D. Vallejo
no inversora de di-cho operacional una tensión que poste-riormente llegará al microamperímetro. Si hubiera una son-da sumergison-da en agua no conductora se ajusta el trimmer R2 para obtener en la salida del primer operacional una tensión de 4V res-pecto de masa, mientras que en la salida del segundo operacional tendré una tensión de unos 7,5V respecto de masa con lo cual entre patas 1 y 7 habrá una tensión de 3,5V con positivo
en pata 7 con lo cual circulará una corriente por el amperímetro y se encenderá el led L2 de color verde. Cabe aclarar que los dos opera-cionales están conectados como seguidores de tensión y la tensión que posee cada uno en la entrada no inversora determinará la tensión de salida.
De esta manera entre pata 1 y pata 7 del LM358 habrá una tensión cuyo valor y polaridad dependerá del valor de la resistencia entre los extremos de los electrodos.
Volviendo al caso del agua, su
capacidad conductora puede au-mentar por causa de un poco de sal; luego, en la salida del segundo AO existirá una tensión menor cuando esto suceda, y el led verde puede perder luminosidad y el am-perímetro marcará una corriente menor.
Cuando la resistencia detectada por los electrodos sea inferior a 400 ohm aproximadamente, ahora la tensión en la pata 1 será mayor que en la pata 7 y se encenderá el led rojo, lo que indicará esta condición. Obviamente, el lector deberá
ajustar los valores de R2 para la condición en que va a utilizar el apa-rato y cuando desea una medición muy sen-sible deberá reempla-zar el amperímetro de 50mA a fondo de esca-la por un microamperí-metro y ahora no podrá visualizar los cambios de resistencia por lumi-nosidad en los leds, da-do que la variación de corriente podrá ser muy pequeña. Esto siginifca que la puesta a punto inicial la deberá hacer con R2.
Hecho ésto, quedará por resolver la sensibili-dad que se necesita para saber cuál es el valor máximo de conducción que queremos investigar.
Por ejemplo, si el agua tuviera el punto exacto de sal, la aguja del mi-liamperímetro debería estar en la mitad de la escala, de esta forma las amas de casa sabrían que si la aguja se mueve más allá de ese punto, significará que se pasaron de la cantidad de sal necesaria que había que utilizar para una determi-na comida y si no se llegara a ese punto, es porque falta ponerle más sal.
Para que este aparato pueda
Montaje
Saber Electrónica
Figura 1
Analizador Resistivo
Multipropósito
medir la humedad del terreno, ha-brá que cambiar el valor de la resis-tencia R4 del circuito, se utilizará una de 470kΩen vez de la resisten-cia de 470Ω.
Se puede emplear una batería de 9V, dado que el consumo es in-ferior a los 10mA para la mayoría de los casos.
La SONDA (electrodos) es el componente más delicado, porque sus dimensiones influirán en la sen-sibilidad y la exactitud del circuito.
La sensibilidad del instrumento cambiará según se sumergan po-cos milímetros o muchos centríme-tros, tendrá que ver si la sonda se hace con dos cables muy largos.
Para llegar a tener una exactitud confiable se tendrá que optar por una longitud y una distancia fija en-tre los electrodos.
Se han practicado pruebas con dos electrodos de 5 mm de longi-tud, a una distancia de 2,5 mm.
Habrá que tomar en cuenta que estas superficies pueden oxidarse al tomar contacto con el agua sala-da, así que luego de utilizarla se la deberá lavar con agua corriente.
Otra solución sería emplear dos pedazos cortos de alambre de
ace-ro inoxidable o cace-romado, peace-ro no es fácil soldarlos.
Los electrodos de cobre no hay que utilizarlos jamás, ya que al oxidarse se forma en su super-ficie una película de sulfato de cobre que es venenosa, tampoco se utilizará la plata porque se oxi-da rápioxi-damente.
Se podrían emplear dos peda-zos cortos de alambre zincado, fija-dos en el interior de un soporte plástico (por ejemplo el cuerpo de una birome común) pero como esta construcción no es muy higiénica para el uso hogareño, su uso no es aconsejable.
El modelo para la placa de cir-cuito impreso en escala 1:1 se muestra en la figura 2.
Recuerde que el uso de este aparato es múltiple y que puede ser adaptado para diferentes prestacio-nes. El lector deberá ajustar el valor de R2 para cada ocasión.✪
Lista de Materiales
CI 1 - LM358 - Circuito integrado doble amplificador operacional.
L1 - Led de 5 mm color rojo L2 - Led de 5 mm color verde
mA - Miliamperímetro de 50mA a fondo de escala o microamperímetro de 200µA a fondo de escala (ver texto). SONDA - Ver texto
R1 - 1kΩ R2 - Potenciómetro multivueltas de 1kΩ R3 - 1kΩ R4 - 10kΩ R5 - 1kΩ R6 - 10kΩ- Potenciómetro C1 - 10µF x 25V - Capacitor electrolítico Varios
Placa de circuito impreso, gabinetes para montaje, estaño, cables, zócalo para el integrado, etc.
Saber Electrónica
L
os instrumentos de hierro móvil, dinamo-métricos y de termo-cupla, proporcionan indi-caciones que son propor-cionales al cuadrado del valor eficaz de la onda de corriente que los recorre. En consecuencia, si una onda consta de compo-nentes de diferentes fre-cuencias y magnitudes eficaces I1, I2, I3, etc, es-tos instrumenes-tos de ley cuadrática darán la mis-ma indicación que daría en presencia de una onda senoidal que tuviera un valor eficaz de:La sustitución de valores en esta fór-mula evidencia que la presencia de un 20% de armónicas aumenta la lectura en un 2%. La indicación del instrumento
de ley cuadrática, por lo demás, no se ve afectada por las posiciones relativas de fase de las distintas armónicas.
Los instrumentos rectificadores y electrónicos se utilizan de ordinario de modo que no siguen la ley cuadrática, las particularidades de tal funcionamien-to se discuten a continuación.
Es así, que la mayo-ría de los instrumen-tos de CA sólo miden el verdadero valor efi-caz de una señal cuando la misma es una sinusoide perfec-ta.
Para el técnico que hace la medición, el problema es recono-cer que cantidad es la que realmente se mi-de. La diferencia en-tre lo que el operador cree que está midien-do y el parámetro que está realmente mi-diendo puede llevar a errores importan-tes. Esto es especialmente importante cuando se está trabajando con las exac-titudes comunes a los instrumentos digi-tales. Las figuras 1 a 3 muestran las discrepancias entre los valores eficaces reales y los valores medios que respon-den a los valores calibrados en
unida-...
+
+
+
=
2 3 2 2 2 1Eficaz
Valor
I
I
I
Valor Eficaz
S
EPA QUÉ DEBE MEDIR
El comportamiento de los instrumentos de corriente
al-terna frente a las ondas no senoidales es de particular
im-portancia, por cuanto tales instrumentos están casi
invaria-blemente calibrados en valores eficaces de corriente y a
partir de ondas senoidales.
Autor: Arnoldo Galetto
I
NSTRUMENTACIÓN
des RMS para mediciones tí-picas.
Si debemos caracterizar la magnitud de una señal de CA, tenemos una elección entre tres valores, pico, valor medio y RMS.
Con un osciloscopio, se puede medir el valor de pico o el de pico a pico es el único valor que puede determinarse mediante la inspección visual. Este también es el valor críti-co para determinar si una se-ñal sobrecargará a un amplifi-cador. No obstante, el valor de pico no nos da suficiente información en muchas apli-caciones. Por ejemplo, el rui-do aleatorio tiene un valor de pico infinito, por lo que no puede medirse con un instru-mento detector de pico.
A primera vista, podría parecer que el valor medio de una onda sería más útil. Este
valor depende de la onda completa, no de la medida sobre un solo punto como el valor de pico.
Desgraciadamente, el valor medio se presenta raramente en el tratamiento matemático de las formas de ondas. Es un parámetro de relativa poca importan-cia, aunque es bastante fácil de medir con un circuito rectificador simple.
Para tensiones continuas tenemos pilas patrones, pero no existe un stan-dard de alterna similar, por lo que se em-plean técnicas de transferencia térmica, similares a los que se emplean en los la-boratorios nacionales. La técnica puede verse en la figura 4:
1. El resistor de rangos de ajusta de modo que la corriente a medir está den-tro del rango efectivo de la termocupla.
2. Un voltaje, proporcional al valor RMS de la corriente CA se genera en la
juntura de la termocupla. Esta salida provoca la deflexión del galvanómetro, el que se lleva a cero mediante el ajuste de la batería.
3. La fuente de CC calibrada se con-muta ahora en lugar de la entrada de CA, y se varía hasta llevar el galvanó-metro a cero. El valor de la tensión de continua es ahora igual al valor RMS de la señal de CA.
Este procedimiento es bastante te-dioso, necesita dos períodos de calenta-miento para la termocupla, dos balances a cero y normalmente un operador com-petente. Existen en el comercio voltíme-tros que automatizan este procedimien-to. Pero son de alto costo, debido a su complejidad para automatizar la medi-ción, suministrar alta impedancia, prote-ger al elemento térmico y aumentar el rango un tanto limitado de la
termocu-pla. No obstante son lentos ya que hay que esperar la estabilización de dos perío-dos de la termocupla, lo que limita la frecuencia más baja que se puede medir, ya que por debajo de los 45Hz, la termocupla sigue la onda de baja frecuencia antes que al verdadero valor RMS. A menudo uno está interesa-do en conocer la exactitud de una medición con un instru-mento de verdadero valor eficaz sobre una forma de onda específica. El factor de cresta del instrumento es la clave para la respuesta a di-cha pregunta.
Ningún instrumento medirá con exactitud el valor RMS de todas las formas de onda. La especificación del factor de cresta describe al conjun-to de formas de onda para la cual el instrumento hará me-didas dentro de la exactitud especifica-da. Obviamente, un instrumento que responde al valor medio no puede tener una especificación del valor de cresta, ya que dicho instrumento puede medir con exactitud una sola forma de onda, la senoidal.
El factor de cresta se defina como la relación entre el valor de pico y el RMS de una forma de onda. Un instrumento con un valor de cresta de 4:1 medirá con la exactitud especificada todas las seña-les con un factor de cresta menor que 4:1.
Los factores de cresta de algunas de las formas de onda que se encuen-tran en la práctica son los dados en la tabla 1. Estos ejemplos indican que las formas de onda más comunes poseen un factor de cresta relativamente bajo. Las formas de onda con paquetes de energía, como trenes de pulsos con un ciclo de trabajo muy bajo. tiene una rela-ción de pico a RMS muy alta, y solamen-te pueden ser medidas con exactitud con instrumentos con un alto factor de cresta.
La especificación del factor de cres-ta de la mayoría de los instrumentos que
Figura 2
Figura 3
Figura 4
Saber Electrónica
miden RMS varía con la magnitud de la señal de entrada comparada con el ran-go de fondo de escala. La especificación es mejor a media escala que a plena es-cala. La tabla 2 es típica.
La técnica del valor medio ofrece buena estabilidad, buena sensibilidad y mediciones relativamente rápidas a un precio económico. Su economía y efec-tividad ha hecho que se emplee en la mayoría de los tésters digitales.
Los instrumentos de valor medio se-rían mucho más populares si no fuera por el hecho de que pequeñas desvia-ciones de una sinusoide pueden ocasio-nar errores importantes. Estos son cau-sados por la distorsión resultado de la naturaleza de la técnica. Lo que real-mente se mide es el valor medio
rectifi-cado de la señal de CA y luego se mues-tra el valor sobre una escala calibrada en el equivalente RMS. El punto crucial es que la calibración está basada en la relación matemática precisa entre el va-lor medio y el vava-lor RMS de una onda si-nusoidal sin distorsión.
Matemáticamente:
En donde 1.11072 es el factor de ca-libración (k).
La salida de un convertidor de valor medio se multiplica por 1,11 para indi-carnos la medición en unidades RMS.
En la práctica no existen sinusoides sin distorsión. La línea de 220 V puede llegar al 5%. Los buenos osciladores de audio tienen una distorsión del 0.25 o menor. Con solamente una distorsión del 3%, la exactitud de un instrumento al 0.1% se degrada hasta un 1%. Sola-mente un ojo entrenado puede apreciar distorsiones menores al 5% en la panta-lla de un osciloscopio. En el caso de una onda cuadrada, la exactitud de un medi-dor de valor medio comparada con la de un verdadero lector de RMS varía en un 11 %. Las Figs.1-3 da idea del error que se produce en dichos casos.
El error inherente de un instrumento que mide el valor medio es una función de la magnitud, contenido harmónico y de la fase de la distorsión. En las figuras 5 y 6 podemos apreciar los errores teó-ricos ocasionados por la segunda y ter-cera armónica de una sinusoide.
La técnica de medir el valor de pico es la más antigua de todas, mide ampli-tud de pico e indica valor RMS en una conversión similar a la medición de valor medio. Es obvio que esta técnica no es apropiada para la medida de CA con precisión. Una pequeña cantidad de distorsión ocasiona errores más signifi-cativos en la medida de valor pico que en la medida de valor medio. ✪ AV AV RMS E E E = =1.11072* 2 2 π
∫
Θ Θ= = π π 2 0 2 2 2 P p RMS E d sin E E∫
Θ Θ= − = π π π 2 0 2 2 p p AV E d sin E EInstrumentación
Figura 6 Tabla 1 Tabla 2 Figura 5EDITORIAL QUARK
ISSN: 1514-5697 - Año 4 Nº 47 - 2004 - $3,90
ISSN: 1514-5697 - Año 4 Nº 47 - 2004 - $3,90
La Revista del Técnico Montador y ReparadorSSAABBEERR
ELECTRONICA
EDICION ARGENTINA
E D I C I O N A R G E N T I N A - Nº 47 - ENERO 2003
Director
Ing. Horacio D. Vallejo
Producción
Federico Prado
EDITORIAL QUARK S.R.L.
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Tirada de esta edición: 12.000 ejemplares.
Del Editor al Lector
Estamos Obligados a Capacitarnos
Sin dudas el 2004 será un año en el que deberemos estar “más que preparados” para hacer nuestro trabajo a conciencia. La rece-sión mundial y la falta de empleo son ingre-dientes que atentan contra el bienestar social y nuestra región no escapa a este triste pro-nóstico. Cuando suceden estas cosas, los
usuarios “exprimen” sus equipos electrónicos y en lugar de cam-biarlos por modelos nuevos suelen recurrir al técnico reparador para que le devuelva “la salud”. Esto significa que el “parque” de aparatos electrónicos enfermos se vea incrementado y que tam-bién afloren los inescrupulosos que intentan realizar un servicio sin tener los conocimientos necesarios, la consecuencia: “a nues-tro taller van a llegar televisores, videocaseteras, receptores DVD, equipos de audio... y hasta radios portátiles (que hasta hace un tiempo no convenían reparar) virtualmente destruídos y/o con fal-ta de componentes”.
Esta situación nos obliga a estar atentos y a intentar conse-guir información de más equipos y a continuar produciendo mate-rial no sólo de formación sino también de entrenamiento en el campo de la electrónica. Para el año que va a comenzar nos he-mos propuesto trabajar en esta línea y Service y Montajes será uno de los vehículos para transmitir los avances que vayamos te-niendo en esta materia.
¡Hasta el mes próximo!
Ing. Horacio D. Vallejo
EDITORIAL
QUARK
S
UMARIO
La etapa de barrido horizontal de los monitores modernos ...3
Programas y bases de datos para el service ...9
Planos de equipos electrónicos...15
Fuente de TV Sony KV14M
Video Grundig SCL181
Video Casio PZ820
Cómo se realiza la reparación de receptores de TV...35
Diagrama en bloques del PIC 16F84...40
Diseño básico del sistema para µP 8085A ...44
SS
INTRODUCCION
La etapa de deflexión horizontal debe además de su función principal resolver el problema de las distorsio-nes geométricas por efecto
almohadilla y "S" y además encargarse de la corrección automática y manual del ancho. La etapa de salida horizontal básica genera un diente de sierra de corrien-te que circula por el yugo. En principio esa corriente debe tener una variación en diente de sierra, es decir debe ser una rampa perfec-ta pero dada la planitud de las pantallas actuales una
rampa perfecta generaría errores geométricos en almohadilla y una expansión en los laterales llamada distorsión en "S".
El diseño básico de un yugo
cumple con el criterio de que el cam-po magnético es procam-porcional a la corriente en todo el interior del yugo. Es decir que un haz central y otro periférico tienen la misma sensibili-dad de deflexión como pue-de observarse en la figura 1.
Si el radio de la pantalla fuera igual al radio de giro del haz, sobre la misma se generaría un rectángulo sin distorsión. Pero esos ra-dios son muy diferentes. La pantalla es casi plana o pla-na para los nuevos Trinitron y esto genera distorsión so-bre la pantalla con forma de almohadón, tanto en
senti-La Etapa de Deflexión Horizontal
en los Monitores Modernos
En esta entrega vamos a describir el
fun-cionamiento de la etapa horizontal de los
monitores actuales para luego explicar cómo
es el circuito de la etapa de salida de un
equipo Samsung clásico.
Autor: Ing. Alberto H. Picerno
e-mail:[email protected]
S
ERVICE
CURSO DE
REPARACIÓN DE
MONITORES
Nº 10
do horizontal como en sentido verti-cal como se puede ver en la figura 2. El lector con conocimientos de TV, debe estar pensando. No es cierto; la mayoría de los TV de 20” no generan ese error geométrico y no tienen ninguna etapa especial de
corrección. Re-cién en los TV de 29” suelen apare-cer circuitos lla-mados de correc-ción E/O. Esto es cierto pero no del todo. Los monito-res deben tener un diseño mucho mas cuidadoso que con los TVs a pesar de tener por lo general una pantalla más pequeña. La ra-zón es, por su-puesto, la distan-cia de observa-ción por un lado pero no debemos olvidarnos el tipo de uso. En un monitor se suele trabajar con imá-genes simétricas y con dibujos de líneas rectas, co-sa que por lo ge-neral no sucede en los TVs. Por eso es que un diseño cuidadoso del yu-go con bobinados no lineales puede lograr una corrección aceptablemen-te buena en TV. Cuando el bobinado no es lineal se consigue modificar el factor de deflexión en función del
án-gulo como se puede ver en la figura 3.
Esta corrección no es perfecta y en los TV de pantalla ancha y en los monitores se nota mucho. En efecto, en los monitores que se observan desde muy cerca ocurre al igual que en los TV de pantalla grande que el usuario percibe una distorsión exa-gerada.
El resultado es que los fabrican-tes adaptaron una solución interme-dia. Por el yugo corrigen la distor-sión vertical que es la más difícil de corregir eléctricamente y dejan una distorsión horizontal para corregir con un circuito electrónico llamado modulador E/O. En la figura 4 se puede observar la distorsión sólo so-bre el horizontal y cómo se corrige modulando el diente de sierra hori-zontal.
Como se puede observar, la am-plitud del diente de sierra horizontal es baja al principio del trazado verti-cal y al final y es mayor justo en la mitad del trazado vertical. Esto es al-go muy similar a la modulación de amplitud de una señal de AM y de allí el nombre de modulación E/O en donde E/O hace referencia a las coordenadas geográficas.
La modulación E/O se puede conseguir de dos modos. Uno es el llamado modulador a diodo que es idéntico al usado en TV y otro es modulando la tensión de fuente del horizontal, método que requiere una posterior corrección o regulación de la tensión extraalta y que es muy po-co usado por esa precisa razón.
Corregido el efecto almohadilla que es el más evidente se observa sobre la pantalla un efecto conocido desde la época de la TV de B&N con tubos gran angula de 114° de defle-xión. Se observa que debido al mis-mo problema de la curvatura de pan-talla se produce otra distorsión lla-mada “Distorsión en S” y que se ge-nera porque el haz barre menos lon-gitud de pantalla en el medio y más en los costados.
Ser vice
Saber Electrónica
Figura 2 Figura 3 Figura 4El sistema de deflexión genera ángulos de deflexión proporcionales a la corriente que circula por el yugo. Es decir que el haz recorre ángulos iguales en tiempos iguales tal como se observa en la figura 5.
Observe que sobre una pantalla plana al barrido es menor en el cen-tro y mayor en los bordes de modo que una retícula aparecería según lo indica en la parte inferior de la figu-ra.
La corrección de esta falla es sencilla ya que solo se debe reducir el valor del capacitor de acoplamien-to en serie con el yugo horizontal. Pero esta corrección es función de la frecuencia horizontal y esto signi-fica que este capacitor se debe con-mutar de acuerdo a la norma. De allí
que el circuito se complica y por lo general se utilizan 4 o 5 valores dife-rentes de capacidad.
Podríamos decir que existe una tercera distorsión geométrica que es la distorsión de ancho. En efecto, el ancho sobre la pantalla es función de la frecuencia horizontal y un mo-nitor multinorma debe por lo tanto compensar el ancho para las dife-rentes normas en que funciona el monitor.
El modo más simple de cambiar el ancho, es cambiando la tensión de fuente y este es el método adop-tado por todos los fabricantes. En principio podría suponerse que la fuente pulsada debería tener tantas tensiones de salida como lo requiera la cantidad de normas recibidas,
pe-ro ningún fabricante adoptó este cri-terio. Todos prefirieron agregar una etapa reductora de tensión entre la fuente que genera la tensión para la norma de mayor frecuencia (y que requiere la mayor tensión) y la etapa de deflexión horizontal, o agregar una etapa reforzadora entre la fuen-te, que entrega la tensión para la norma de menor frecuencia (y que requiere la menor tensión) y la etapa de deflexión. Ver la figura 6.
En la jerga de los reparadores al modulador PWM y su rectificador se los suele llamar segunda fuente. Pe-ro en realidad no se trata de una fuente sino de una etapa convertido-ra de tensión continua a tensión con-tinua con posibilidad de ajuste de la tensión de salida en un amplio rango de valores, incluyendo la posibilidad de elevación y siempre con un ele-vado rendimiento de conversión.
El control de la etapa PWM es ejercido por la etapa jungla con una salida especial para esta función. Por supuesto que esa salida es una señal rectangular de la misma fre-cuencia que la salida de horizontal y con un periodo de actividad variable para cambiar el factor de conversión de tensión.
La función principal de esta eta-pa es reajustar la tensión cuando se cambia de norma pero no es su úni-ca función. En efecto, una vez que está allí lo lógico es utilizarla tam-bién para realizar el arranque suave de la deflexión y una regulación de la tensión extraalta.
SALIDA HORIZONTAL DE LOS MONITORES SAMSUNG
El autor supone que el tema de las etapas de deflexión horizontal es conocido por todos los reparadores. Por esa razón, aquí solo vamos a tratar las diferencias con respecto a las etapas de TV. No obstante, acon-sejamos al lector que no recuerde los principios de la deflexión, que
re-La Etapa de Deflexión Horizontal en Monitores Modernos
Figura 5pase el tema mediante el apéndice de deflexión horizontal que acompa-ña a esta entrega. También tiene la opción de adquirir un video del autor llamado "Etapas de Barrido Horizon-tal" editado por la editorial Quark en donde el tema es tratado con moder-nas técnicas multimediáticas.
En los monitores Samsung, la etapa de salida horizontal es del tipo convencional, con transistor de sali-da bipolar y un solo diodo recupera-dor, externo tal como puede obser-varse en la figura 7.
Si consideramos a C432 (capaci-tor de acoplamiento al yugo) carga-do con la tensión de fuente y a Q402 (sal horizontal) excitado, se produce una corriente (1) que circula por Q402 atravesando el yugo y crecien-do en forma lineal si C432 tiene un valor suficientemente alto.
Cuando Q402 se corta, la ener-gía en el yugo es máxima y en ese
preciso momento el capacitor C426 (capacitor de retrazado) se encuen-tra descargado. El yugo LH en su in-tento de mantener constante la I, descarga su energía magnética so-bre C426 (2). Como el transistor no se vuelve a ce-rrar y D407 (diodo recupe-rador) sigue en inversa, el in-tercambio de energía conti-nua hasta que la energía magnética se invierte (3). Si el inter-cambio LC continúa, la tensión sobre C426 tiende a invertirse, pero antes que esto
ocurra D407 conduce y recupera la energía del yugo en forma lineal pro-duciendo la primera parte del traza-do (4).
Antes que la energía acumulada en el yugo se agote, la llave Q402 queda excitada por la base, pero co-mo la polaridad de la tensión sobre C426 es inversa, no conduce. Cuan-do la energía se agota, la polaridad de la tensión de colector cambia y el transistor comienza a conducir com-pletando el trazado.
Solo nos basta aclarar como se carga C432, para que todo quede claro ya que nosotros comenzamos el análisis con este capacitor carga-do. En la figura 8 se observa el cir-cuito con el agregado del fly-back.
Como el circuito tiene pérdidas de energía en la resistencia del yugo y en los secundarios del fly-back, la corriente recuperada (2) es siempre menor que la aportada por la fuente (1). Esto implica que el tiempo de re-cuperación es del orden del 30% y el 70% restante conduce la llave tran-sistor.
La energía faltante, la aporta la fuente. En efecto, cuando conduce Q404 se descarga C432, pero cuan-do Q404 se corta, la corriente puede fluir desde la fuente según el camino (3) cargando a C432.
Si el yugo fuera ideal, no se
pro-Ser vice
Saber Electrónica
Fig. 7Figura 8
duciría alinealidad horizontal. Pero un análisis cuidadoso indica que da-da la componente
resisti-va del yugo, se producirá una alinealidad horizontal inaceptable. Esta alinea-lidad se compensa por medio de T402 que es la bobina de linealidad hori-zontal. Ajustando el cir-cuito de linealidad se consigue que la inductan-cia del primario de T402 se modifique durante el trazado, siendo mayor en el comienzo que en el fi-nal.
Para anular la distor-sión en “S”, se reduce el valor de C432 de modo tal que sobre él se pro-duzca una parábola de tensión, de frecuencia horizontal y amplitud adecuadas. En efecto, para reducir el ancho al principio y al final del tra-zado, C432 debe tener menor tensión en esos
precisos momentos y cuando el haz está en el centro de la pantalla,
de-be tener más. Entre esos tres puntos se puede trazar una parábola que es la curva teórica de corrección. Ver fi-gura 9.
La corrección en “S” es función de la norma y por esa razón existen 3 llaves a Mosfet Q409, Q418 y Q411, en serie con los capacitores C425, C427 y C430 que se conectan en paralelo con C432. El capacitor de corrección de "S" correspondien-te a cada norma se puede decorrespondien-termi- determi-nar de la tabla de la figura 10.
Ya se han corregido las principa-les distorsiones, pero aun podría ocurrir que la imagen no esté perfec-tamente en el centro de la pantalla. El control de centrado se realiza por intermedio de la llave SW401, que introduce corriente sobre la pata de retorno del yugo, cuando el transis-tor de salida horizontal o el diodo re-cuperador conectan la pata viva del mismo a masa, según se observa en la figura 11.
Observe que la corrección puede realizarse solo con la red R445, L403, R444 para el caso promedio (llave S1 abierta en la posición central) o con D411 o D410 conectado en para-lelo con R444 para moni-tores con el centrado le-vemente corridos. El in-ductor L403 cumple la función de no permitir que circule corriente alterna por R445 evitando de ese modo una pérdida de ren-dimiento del yugo que se transforme en un leve au-mento del consumo de fuente.
Por razones de espacio interrumpimos este artí-culo aquí y lo continuare-mos en el próximo núme-ro en donde explicaremos el tema de la etapa PWM y brindaremos el circuito completo de la deflexión horizontal. ✪
La Etapa de Deflexión Horizontal en Monitores Modernos
Figura 10 Figura 11
