UNIVERSIDAD NACIONAL DEL CENTRO DEL PERÚ
FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA Y ELECTRÓNICA
“ANÁLISIS DE LOS PARÁMETROS ELÉCTRICOS PARA LA REGULACIÓN DE VELOCIDAD OPTIMA DE MOTORES
ASÍNCRONOS MEDIANTE CONTROL ESCALAR CON MODULACIÓN DE ANCHO DE PULSO”
CÓDIGO CTI: 0303 0007 Uso eficiente de la energía en el sector industrial y residencial-comercial
CÓDIGO UNESCO: 3306.03 Motores eléctricos
TESIS
PARA OPTAR EL TÍTULO PROFESIONAL DE:
INGENIERO ELECTRICISTA
PRESENTADO POR:
Bach. CARLOS MEJÍA CÁCERES
Huancayo – 2013
DEDICATORIA
A todas las personas que colaboraron en mi formación profesional, especialmente a mis padres, hermanos y demás familiares que lo hicieron con mucho aprecio.
III
ÍNDICE CARATULA
DEDICATORIA RESUMEN
INTRODUCCIÓN
CAPITULO I
TÓPICOS DEL PLAN DE TESIS
1.1 Tema de investigación ... 2
1.3 Objetivos ... 2
1.3.1 Objetivo general ... 4
1.3.2 Objetivos específicos... 4
1.4 Justificación ... 4
1.5 Formulación de hipótesis ... 5
1.6 Metodología de trabajo ... 5
CAPITULO II CONVERTIDORES CA/CC Y CC/CA 2.1 Convertidores ca/cc ... 7
2.1.1 Concepto de cuadrante ... 8
2.1.2 Rectificadores no controlados ... 11
2.1.2.1 Puente simple de media onda ... 11
2.1.2.2 Puente simple sobre un transformador con toma intermedia de onda completa ... 12
2.1.2.3 Puente de onda completa... 13
2.1.3 Rectificadores controlados ... 14
2.1.3.1 Puente simple de media onda ... 14
2.1.3.2 Puente controlado de onda completa ... 15
2.2 Convertidores cc/ca ... 16
2.2.1 Inversor de onda cuadrada... 17
2.2.2 Inversor PWM ... 19
CAPITULO III CONTROL DE VELOCIDAD DE MOTORES 3.1 Circuitos de control ... 22
3.1.1 Circuito de control para un convertidor de frecuencia PAM ... 24
3.1.2 Técnica de modulación de anchura de impulsos (PWM) ... 25
3.2 Estrategias de control ... 30
3.3 Control escalar ... 32
3.3.1 Variación de velocidad a flujo constante ... 34
3.3.2 Control escalar en lazo abierto ... 35
3.3.3 Control escalar en lazo cerrado ... 36
3.3.4 Control directo de par ... 38
3.4 Características del control escalar (V/f) ... 41
3.4.1 Optimización automática de energía ... 42
3.4.2 Funcionamiento a corriente límite... 43
V
CAPITULO IV
SEMICONDUCTORES DE POTENCIA
4.1 Elemento ideal ... 45
4.2 Diodo ... 48
4.3 Tiristor ... 49
4.4 GTO (Gate Turn-off Thyristor)... 51
4.5 BJT (Bipolar Junction Transistor)... 53
4.6 MOSFET (Metal-oxide-semiconductor Field-effect transistor) ... 55
4.7 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) ... 56
CAPITULO V EFECTOS DE LOS ARMÓNICOS EN LOS MOTORES DE INDUCCIÓN 5.1 Introducción ... 59
5.2 Distorsión armónica ... 60
5.3 Efectos de los armónicos en el motor de inducción ... 61
5.3.1 Pérdidas ... 62
5.3.2 Aumento de temperatura ... 63
5.3.3 Pérdida de vida útil ... 64
5.3.4 Pérdida de capacidad ... 66
5.3.5 Ruido acústico y torques pulsantes ... 67
5.3.6 Factor de potencia y eficiencia ... 68
5.3.7 Límites de la distorsión armónica ... 69
CAPITULO VI
ANÁLISIS Y SIMULACIÓN DE LA REGULACIÓN DE VELOCIDAD MEDIANTE CONTROL ESCALAR CON PWM
6.1 Modulación de ancho de pulso senoidal ... 70
6.1.1 Recomendaciones para los valores ma y mf ... 74
6.2 Inversores trifásicos con control PWM ... 77
6.3 Software PSIM ... 80
6.4 Simulación del modulador PWM natural ... 81
6.4.1 Obtención de la señal seno ... 81
6.4.2 Obtención de la señal PWM natural ... 82
6.5 Simulación del variador de frecuencias con PWM natural ... 86
6.5.1 Obtención de una onda seno trifásica ... 86
6.5.2 Obtención de la señal PWM Natural trifásica ... 87
6.5.3 Etapa de potencia ... 88 CONCLUSIONES
RECOMENDACIONES
REFERENCIA BIBLIOGRÁFICA
VII
RESUMEN
El presente trabajo trata del control escalar por modulación de ancho de pulso para controlar las señales de disparo de los dispositivos de conmutación del inversor que alimenta de corriente alterna al motor asíncrono con frecuencia variable. Para ello se revisó las teorías de control de velocidad de motores, convertidores ca/cc y cc/ca, semiconductores de potencia y efectos de los armónicos en los motores de inducción.
Se analizó los valores que deben tener tanto en tensión como en frecuencia la onda moduladora senoidal y la onda portadora triangular con el fin de que el sistema de control no genere armónicos de tensión que perjudican al motor.
La simulación realizada del control escalar mediante modulación de ancho de pulso de las señales de disparo de los dispositivos conmutadores del inversor alimentador de corriente alterna al motor asíncrono, nos comprobó la veracidad de la regulación optima de la velocidad del motor cuando se toma en cuenta las recomendaciones acerca de los valores del índice de modulación de frecuencia (mf) y del índice de modulación de amplitud (ma) los cuales son los siguientes: en el caso de utilizar valores bajos de mf con el objeto de eliminar los armónicos pares debe de utilizarse PWM síncrono con mf entero e impar; el valor de mf debe de ser múltiplo de 3, para eliminar los armónicos de amplitud más relevante; las pendientes de la onda portadora y de la onda moduladora deben de ser contrarias en los pasos por cero y si se trabaja con sobremodulación, se deben de respetar los criterios expuestos para valores bajos de mf, sin importar el valor de este.
Es sabido que dentro de los variadores de velocidad para motores asíncronos se encuentran los inversores que son sistemas que convierten corriente directa a corriente alterna para alimentar a los motores asíncronos y que sus dispositivos de conmutación son controlados por pulsos, entonces se hizo de necesidad el análisis del control escalar de señales de disparo mediante modulación de ancho de pulso (PWM) con el que se llegó a encontrar los parámetros eléctricos que son los adecuados para tener una buena regulación de velocidad del motor.
Al conocer y analizar los parámetros eléctricos que intervienen en la regulación de velocidad de un motor asíncrono con control escalar con modulación de ancho de pulso se llega a regular su velocidad en forma óptima, después de realizar el análisis nos damos cuenta que, el mayor problema que se tiene con el funcionamiento del motor son los armónicos de tensión que se generan cuando se implementa el control con circuitos electrónicos y para contrarrestarlo, es necesario tomar una serie de precauciones en la implementación del control.
Los parámetros importantes en la implementación de este control PWM son tensión y frecuencia de las ondas moduladora, portadora y modulada, se tiene una regulación óptima de velocidad del motor asíncrono con la técnicas del control escalar de modulación de ancho de pulso y por ende se puede decir casi libre de armónicos nocivos para el motor.
Además, para la contrastación del trabajo se realizó la simulación del sistema de control mediante el software Psim donde se muestra los resultados esperados.
CAPITULO I
TÓPICOS DEL PLAN DE TESIS
1.1 TEMA DE INVESTIGACIÓN
La Dirección de General de Investigación y Calidad Universitaria de la Asamblea Nacional de Rectores del Perú apruebó el Código Plan Nacional de Ciencia, Tecnología e Innovación Tecnológica Para el Desarrollo Productivo y Social Sostenible (CTI) y el código Unesco, el Plan de Tesis se encuentra dentro de:
Código CTI 0303 0007: Área: Ambiental; Sector: Energía; Línea: Uso eficiente de la energía en el sector industrial y residencial-comercial.
Código Unesco 3306.03: Campo: Ciencias Tecnológicas; Disciplina: Ingeniería y Tecnología Eléctricas; Subdisciplina: Motores Eléctricos
1.2 PLANTEAMIENTO Y FORMULACIÓN DEL PROBLEMA
Debido a una necesidad industrial de que los motores de corriente alterna sustituyan a los motores de corriente directa, ya que estos ofrecen mejores características sobre los de corriente directa surgieron los convertidores de
frecuencia, que son empleados para el accionamiento de los motores de corriente alterna.
Entre las características que el motor asíncrono supera al de corriente directa encontramos: robustez, relación peso potencia, mayor velocidad máxima, no necesita mantenimiento continuo, etc.
Se sabe que dentro de los convertidores de frecuencia se encuentran los inversores que son sistemas que convierten corriente directa a corriente alterna para alimentar a los motores asíncronos y que sus dispositivos de conmutación son controlados por pulsos, se hace de necesidad el análisis del control de las señales de disparo mediante modulación de ancho de pulso con el fin de llegar a concluir de cuales son los parámetros eléctricos adecuados para tener una buena regulación de velocidad del motor, entonces la formulación del problema es:
¿Cuáles son los parámetros eléctricos que se deben tener en cuenta para tener una óptima regulación de velocidad del motor asíncrono cuando se utiliza el control escalar mediante la modulación de ancho de pulso?
Variable independiente
• Tensión y frecuencia de las ondas moduladora, de la portadora y de la modulada.
Variables dependientes
• Regulación de velocidad optima del motor asíncrono.
4
1.3 OBJETIVOS
1.3.1 Objetivo general
Analizar que tensión y frecuencia de las ondas moduladora, de la portadora y de la modulada son los más adecuados para tener una óptima regulación de velocidad del motor asíncrono mediante el control escalar con la técnicas de modulación de ancho de pulso.
1.3.2 Objetivos específicos
• Establecer los parámetros eléctricos apropiados para regulación optima de velocidad.
• Simular el sistema que genera la señal de control escalar con modulación de ancho de pulso con la finalidad de llegar a una regulación de velocidad óptima.
1.4 JUSTIFICACIÓN
El motor en sí, es una maquina electromecánica que convierte energía eléctrica en energía mecánica, pero esto no asegura que esta conversión de energía sea eficiente desde todo punto de vista para así aprovechar todas las características del motor asíncrono.
Desde este punto de vista se hace necesaria una estrategia que permita controlar el motor de acuerdo a las necesidades, y para este trabajo la estrategia a emplear es la modulación de ancho de pulso, la cual no solo hace funcionar el motor, pues también permite variar la frecuencia y en consecuencia la velocidad de
funcionamiento, o ajustar el par del motor de acuerdo a la carga requerida, entre otras de sus funcionalidades.
Las técnicas de modulación de ancho de pulso que generan señales de disparo pueden ser útiles no solo para el control de motores, sino para dar un adecuamiento necesario a la energía eléctrica almacenada en forma de corriente directa mediante el uso de sistemas fotoeléctricos, eólicos etc., pues esta corriente eléctrica almacenada podría usarse para suministrar energía a sistemas o cargas que requieren de una alimentación eléctrica alterna monofásica, trifásica, etc.
1.5 FORMULACIÓN DE HIPÓTESIS
Conociendo y analizando los parámetros eléctricos que intervienen en la regulación de velocidad de un motor asíncrono, mediante el control escalar con modulación de ancho de pulso se llega a regular su velocidad en forma óptima.
1.6 METODOLOGÍA DE TRABAJO
Se inició con la revisión de la teoría de los fundamentos de la modulación de ancho de pulso para controlar las señales de disparo de los dispositivos de conmutación del inversor que alimentará de corriente alterna al motor asíncrono.
Del mismo modo se revisó la teoría concerniente a los parámetros eléctricos que intervienen en la regulación de velocidad del motor.
Luego se analizará que valores de parámetros eléctricos son los más adecuados para tener una óptima regulación de velocidad del motor. Previo a ello se hará un diseño del control de disparo de la señales del inversor utilizando la modulación de ancho de pulso.
6
Se simulará en un software de electrónica de potencia el sistema de control de las señales de disparo de los dispositivos conmutadores del inversor alimentador de corriente alterna del motor asíncrono, para ello se debe utilizar el control escalar mediante modulación de ancho de pulso. Esto se llevará a cabo para poder llegar al control de una regulación óptima de la velocidad del motor y de la misma forma contrastar el diseño del sistema de control de disparo.
Al final se realizará el ordenamiento de los resultados finales obtenidos que se obtendrá en el trabajo con el fin de a conocer mediante la elaboración del informe final que será plasmado en la tesis.
CAPITULO II
CONVERTIDORES CA/CC Y CC/CA
2.1 CONVERTIDORES CA/CC
Los convertidores ca/cc, denominados también rectificadores, son aquellos equipos o sistemas electrónicos dedicados a convertir una tensión alterna senoidal de frecuencia y amplitud constante en una tensión continua de salida.
La estructura básica de este tipo de convertidores se muestra en la figura 2.1, donde se representan también las formas de onda ideales de entrada y salida.
Fig. 2.1. Estructura funcional básica de un convertidor ca/cc.
Aunque el objetivo de este tipo de convertidor es transformar la tensión alterna de entrada en continua, deben tenerse en cuenta otros aspectos laterales al problema que son importantes para poder seleccionar y utilizar
Convertidor ca/cc
8
correctamente estos equipos. En primer lugar debe considerarse el rendimiento del convertidor, que no es más que una medida de las pérdidas generadas internamente durante el proceso de conversión. Si Pe es la potencia activa consumida por el convertidor y Ps es la potencia activa cedida a la carga, se define la potencia de pérdidas de convertidor Pp como,
Pp = Pe - Ps
El rendimiento del convertidor puede calcularse como,
Desde el punto del rendimiento, un convertidor será mejor cuanto mayor rendimiento tenga, lo que equivale a decir que sus pérdidas sean mínimas.
Sin embargo, a pesar de que el rendimiento tiene una gran importancia en una adecuada selección y utilización de los rectificadores, es necesario considerar otros aspectos.
En la práctica, la tensión de salida de un convertidor ca/cc no es totalmente continua, existiendo en mayor o menor medida una componente de rizado que distorsiona esta tensión continua. Para poder comparar la calidad de la componente continua de salida entre diferentes convertidores, es necesario utilizar algunos de los parámetros presentados anteriormente.
2.1.1 Concepto de cuadrante
El concepto de cuadrantes de funcionamiento de un convertidor hace referencia a la capacidad del mismo para ceder y absorber energía. Se trata de un aspecto muy
importante en el diseño de los accionamientos, ya que aunque un motor realiza una transformación de energía eléctrica en mecánica, absorbiendo energía del convertidor, es posible que durante las maniobras de frenado se comporte como un generador, por lo que es necesario que el convertidor sea bidireccional, transformando energía desde y hacia la red. En la figura 2.2 se muestra un convertidor junto con una representación de los cuadrantes de funcionamiento.
Fig. 2.2. Representación del concepto de cuadrante.
Si el convertidor de la figura es capaz de generar una tensión Vcc e intensidad Icc, se definen los cuadrantes de funcionamiento según los signos de Vcc e Icc:
Cuadrante 1. Vcc > 0, Icc > 0. Esta condición establece que el flujo de energía se produce desde el convertidor hacia la máquina. Dado que tanto la tensión como la intensidad sólo pueden tener signo positivo, no es posible utilizar este convertidor en un flujo bidireccional de energía desde la máquina hacia la red.
Cuadrante 2. Vcc > 0, Icc < 0. Esta condición establece que el flujo de energía se produce desde la máquina hacia el convertidor. De forma similar a lo que ocurre con el primer cuadrante, un convertidor que sólo opere en el segundo, sólo podrá ser utilizado para conectar un generador a la red.
Carga Convertidor
ca/cc
2 1
3 4
ICC VCC
Red
• Tensión de valor eficaz constante
• Frecuencia constante
• Sistema monofásico o trifásico
VCC
ICC
10
Cuadrante 3. Vcc < 0, Icc < 0. Esta condición es similar a la que se establece en el primer cuadrante, con la diferencia de que al invertir el signo de la tensión e intensidad, se invierte también el sentido de giro del motor.
Cuadrante 4. Vcc < 0, Icc > 0. Esta condición es similar a la que se establece en el segundo cuadrante, con la diferencia de que la máquina gira en sentido opuesto.
Los convertidores ca/cc presentan diferentes topologías en función de las características de las tensiones de entrada y salida. Si la tensión alterna de entrada tiene una frecuencia y valor eficaz constante, y se pretende conseguir una tensión continua de salida también constante, es posible recurrir a rectificadores estáticos no controlados. Si por el contrario la salida tiene un valor eficaz variable, o debe ser ajustada a diferentes valores, el rectificador debe presentar algún tipo de control. Básicamente, los rectificadores se clasifican según el rango de potencias en:
Fig. 2.3. Estructura básica de los rectificadores en función del tipo de entrada y salida y potencia de conversión.
Convertidores ac/cc (Rectificadores)
Rectificador no controlado Rectificador controlado
Alimentación monofásica
Alimentación trifásica
Alimentación trifásica Alimentación
monofásica Entrada alterna de frecuencia
y valor eficaz constante.
Salida continua constante
Entrada alterna de frecuencia y valor eficaz variable. Salida
continua variable
Pequeña potencia (<10 kW)
Pequeña potencia (<10 kW) Gran potencia
(≥10 kW)
Gran potencia (≥10 kW)
A pesar de que existen múltiples topologías para el diseño de rectificadores, se plantean, a continuación, las arquitecturas más comunes, agrupadas según su carácter controlado o no controlado.
Los rectificadores suelen alimentarse con ca monofásica hasta 10 kW. A partir de esta potencia (aproximadamente) resulta preferible alimentarlos mediante ca trifásica.
2.1.2 Rectificadores no controlados
Se presentan, a continuación, algunas estructuras básicas de rectificación monofásica no controlada. Por su configuración, estos circuitos tienen su aplicación en fuentes de alimentación sencillas de bajo costo, para alimentación de pequeños circuitos, con la condición de que éstos no sean muy sensibles a la presencia de una componente de rizado sumada a la componente continua.
2.1.2.1 Puente simple de media onda
La estructura más sencilla de rectificador, útil en algunas aplicaciones de pequeña potencia, puede construirse con un único diodo, tal como muestra la figura 2.4 La tensión de entrada ve(t) es senoidal de frecuencia y valor eficaz constantes.
Fig. 2.4. Rectificador monofásico de media onda alimentando una carga resistiva.
Ve(t) Vs(t)
i(t)
Carga Eléctrica
12
El diodo se comporta como un cortocircuito cuando la intensidad es positiva en el sentido ánodo a cátodo. Dado que la carga es resistiva pura, la intensidad i(t) y la tensión ve(t) se encuentran en fase.
Como es lógico, el objetivo ideal de un rectificador es conseguir que dicha componente sea lo más reducida posible.
2.1.2.2 Puente simple sobre un transformador con toma intermedia de onda completa
Una forma de reducir la componente ondulatoria de la tensión continua de salida del puente simple es añadir un segundo diodo y conectar el conjunto a un transformador con toma intermedia, tal como se muestra en la figura 2.5.
Del circuito de la figura 2.5 se observa que el diodo D1 conduce durante el semiciclo positivo de la tensión V1 mientras que el diodo D2 lo hace durante el semiciclo negativo. En la figura 2.6 se muestran las tensiones de entrada y salida.
Fig. 2.5. Esquema eléctrico de un rectificador de onda completa de dos diodos y transformador de toma central.
N1
D1
VL
D2 V21
V22 N2
N2 V1
Fig. 2.6. Formas de onda a la entrada/salida del convertidor.
2.1.2.3 Puente de onda completa
El puente monofásico de onda completa presenta una estructura como la que se muestra en la figura 2.7. La forma de onda de las tensiones de entrada y salida es similar a la del rectificador de onda completa con transformador de toma intermedia.
El funcionamiento es el siguiente: durante el semiciclo positivo de v1 (t) conducen los diodos D1 y D2, mientras que en el negativo lo hacen D3 y D4.
Fig. 2.7. Rectificador monofásico de onda completa.
V1(t)
VL(t)
V1
D1
D3
D4
D2
VL R
14
2.1.3 Rectificadores controlados
Los rectificadores no controlados se caracterizan por tener una relación rígida entre la salida y la entrada. Esta rigidez puede ser superada utilizando a la entrada un transformador con tomas o un autotransformador regulable, de forma que controlando el valor eficaz de la entrada se consigue controlar también el valor eficaz de la salida. Sin embargo, la utilización de un transformador o un autotransformador supone un incremento sustancial en el tamaño, volumen y peso del convertidor. Además, la incorporación de elementos electromecánicos, sujetos a desgaste, incrementa el mantenimiento a la par que reduce la velocidad de variación de la salida.
Una posible solución al problema anterior consiste en utilizar semiconductores con algún grado de control en el proceso de conmutación. En los apartados siguientes se presentan algunas soluciones basadas en tiristores.
2.1.3.1 Puente simple de media onda
El puente simple de media onda semicontrolado presenta un circuito idéntico al analizado anteriormente, con la diferencia de sustituir el diodo por un tiristor.
Como el lector conoce del apartado dedicado a los semiconductores, el tiristor admite un control de conducción relativamente sencillo.
Fig. 2.8. Rectificador monofásico de media onda alimentando una carga resistiva.
Ve(t) Vs(t)
i(t)
Carga Eléctrica
En la figura 2.9 se muestran las tensiones de entrada y salida del convertidor para un ángulo de 90º y suponiendo una carga resistiva.
Fig. 2.9. Forma de onda de las tensiones de entrada y salida del rectificador.
2.1.3.2 Puente controlado de onda completa
Al igual que se hizo con el rectificador controlado de media onda, un método adecuado para controlar la salida de un rectificador de onda completa consiste en sustituir los diodos por tiristores. De esta forma, el valor de continua de la salida se ajusta variando el ángulo de encendido. En la figura 2.10 se muestra un rectificador controlado de onda completa con topología de puente.
En la figura 2.11 se muestran las tensiones de entrada y salida del convertidor para un ángulo de 90º y suponiendo una carga resistiva.
Al igual que ocurría con el rectificador de onda completa no controlado, los tiristores S1 y S2 conducen durante el semiciclo positivo de la tensión de entrada, pero sólo a partir del momento en que se aplique una señal de control a sus terminales de puerta. De la misma forma, S3 y S4 conducirán durante el semiciclo
Ve(t)
Vs(t)
16
negativo de la tensión de entada, pero sólo a partir del momento en que se aplique una señal de control a sus terminales de puerta.
Fig. 2.10. Rectificador monofásico de onda completa totalmente controlado.
Fig. 2.11. Forma de onda de las tensiones de entrada y salida del rectificador.
2.2 CONVERTIDORES CC/CA
Se entiende por convertidor cc/ca o inversor aquel circuito que es capaz de transformar una corriente continua en alterna. La utilidad de este tipo de circuitos es variada. Puede pensarse en la alimentación de equipos informáticos, médicos, de comunicaciones o electrónicos en general, a partir de una fuente de
V1
S1
S3
S4
S2
VL R
Ve(t)
Vs(t)
alimentación de corriente continua. Este sería el caso típico de un sistema de alimentación ininterrumpida (SAI) que proporciona una salida alterna a partir de baterías cuando falla la alimentación. Este no es, sin embargo, el único caso en el que los convertidores cc/ca son importantes. Las máquinas asíncronas giran a una velocidad próxima a la de sincronismo, que es proporcional a la frecuencia de la tensión de alimentación. Por tanto, variando ésta es posible regular la velocidad del accionamiento. Estas aplicaciones podían encabezar una lista en la que se incluirían también fuentes de alimentación cc/cc con aislamiento galvánico, etc.
Desde un punto de vista general, los inversores suelen clasificarse en dos grandes grupos:
– Convertidor de onda cuadrada.
– Convertidor PWM.
2.2.1 Inversor de onda cuadrada
El inversor de onda cuadrada se basa en el funcionamiento alternado de los interruptores del circuito mostrado en la figura 2.12.
A partir de la tensión de alimentación continua VCC es posible obtener una tensión alterna en la carga abriendo y cerrando los interruptores en una secuencia determinada. En la tabla siguiente se muestra el estado de los interruptores y la tensión en la carga.
S1 S2 S3 S4 vL(t) Off
On Off
Off On Off
Off Off On
Off Off On
0 -Vcc Vcc
18
Fig. 2.12. Estructura básica de un inversor en puente monofásico.
En la figura 2.13, se muestra la tensión en la carga en función del estado de los interruptores.
Figura 2.13. Forma de onda de salida de un inversor de onda cuadrada.
Si las conmutaciones se realizan de forma periódica se produce una alternancia de valores VCC, -VCC que da lugar a una tensión alterna de valor VCC voltios eficaces.
Como el lector intuye, la tensión de salida contiene, además de la componente fundamental, armónicos impares. La magnitud de dichos armónicos puede
VCC
S1 S3
S2 S4
R VL(t)
vL(t) VCC
-VCC
T/2 T
S3, S4 on S1, S2 off
S3, S4 off S1, S2 on
obtenerse mediante el análisis de Fourier. Como referencia para el lector, los armónicos que aparecen tienen un orden impar y magnitud 1/h siendo n el orden armónico.
2.2.2 Inversor PWM
El inversor PWM no es, desde el punto de vista de la topología del circuito, una alternativa al inversor de onda cuadrada. La novedad de este tipo de inversores reside en la estrategia de control de los interruptores del puente. La modulación de anchura de pulsos1 es un método de control que permite reducir la tasa de distorsión armónica, especialmente si se compara con el inversor de onda cuadrada.
Las ventajas comparativas de este tipo de control, frente al de onda cuadrada son:
– Menor Distorsión Armónica Total (THD).
– Reducción de los requerimientos del filtro necesario para reducir los armónicos.
– Control de la amplitud de salida.
Como ocurre siempre en ingeniería, las soluciones llevan siempre asociados algunos inconvenientes.
Entre otros:
– Circuitos de control más complejos.
– Pérdidas más elevadas en el inversor debido al incremento en la frecuencia de conmutación.
20
El control de los interruptores se realiza comparando una señal de referencia denominada señal moduladora que en el caso más simple es una sinusoide y una señal portadora, que en el caso más simple es una señal triangular que controla la frecuencia de conmutación. En la figura 2.14 se muestran las señales moduladora y portadora así como la forma de onda de la tensión de salida. En este tipo de modulación, el estado de los interruptores se obtiene a partir de la comparación entre una señal de referencia, en este caso senoidal y una señal portadora, en este caso triangular. Durante el semiciclo positivo, los interruptores 3 y 4 se activan cuando la señal de referencia es mayor que la portadora. En el caso del semiciclo negativo, se activan los interruptores 1 y 2 cuando la señal de referencia es mayor que la portadora, ambas expresadas en valor absoluto.
Para poder trabajar con este tipo de inversores, es necesario definir algunos parámetros importantes:
Índice de modulación de frecuencia (mf)
Se define como el cociente en las frecuencias de las señales portadora y referencia.
Un valor elevado de mf provoca un incremento en la frecuencia en la que se generan los armónicos.
Como desventaja, a mayor mf, mayores pérdidas de conmutación en los semiconductores que actúan como interruptores.
Índice de modulación de amplitud (ma)
Se define como el cociente entre las amplitudes de las señales de referencia y portadora.
Si ma ≤ 1, la amplitud de la frecuencia fundamental de la tensión de salida, V1, es linealmente proporcional a ma,
V1 = maVCC
Figura 2.14. Modulación PWM unipolar construida mediante una señal de referencia senoidal y una portadora triangular.
Señal de referencia Señal potadora
vL(t) VCC
-VCC
CAPITULO III
CONTROL DE VELOCIDAD DE MOTORES
3.1 CIRCUITOS DE CONTROL
El circuito de control, o carta de control, es el cuarto componente principal del convertidor de frecuencia y tiene cuatro tareas principales:
Controlar los impulsos o señales que hacen entrar en conducción a los semiconductores del convertidor.
Intercambio de datos entre el convertidor de frecuencia y los periféricos.
Recoger y presentar los mensajes de falta.
Llevar a cabo las funciones de protección para el convertidor de frecuencia y
el motor.
Los elementos básicos de que consta el circuito de control, son los siguientes:
Microprocesador: el núcleo de la parte de control es el microprocesador, el cual ha incrementado la velocidad del circuito de control, aumenta significativamente el número de aplicaciones adecuadas para los accionamientos y reduce el número de
cálculos necesarios. En el microprocesador se almacena el programa de funcionamiento del equipo y los valores de los parámetros que definen el servicio a realizar en cada caso. El sistema calcula los impulsos de excitación necesarios para obtener la salida de tensión modulada senoidalmente, procesa los datos y señales de entrada y emite las señales de salida necesarias para poder conocer externamente el funcionamiento del equipo. El tipo y cantidad de señales a que se puede acceder desde el exterior, depende del tipo de equipo y de su complejidad.
El microprocesador está integrado en el convertidor de frecuencia, y permite determinar la óptima característica de pulsos para cada estado de funcionamiento.
Convertidor analógico-digital/digital-analógico: todas las señales que llegan al microprocesador, tanto desde el exterior como desde el interior del equipo, es preciso que sean adaptadas previamente.
Para realizar esta operación, el circuito de control necesita disponer de un convertidor analógico-digital y otro digital-analógico. Cuando las señales son analógicas y van hacia el microprocesador, es preciso convertirlas previamente en señales digitales, operación que realiza el convertidor analógico-digital. Cuando las señales que proceden del microprocesador, el cual sólo proporciona señales digitales, han de transmitirse al exterior, es preciso que, previamente, se conviertan en analógicas, operación que realiza el convertidor digital-analógico.
Para realizar la puesta en servicio es preciso un sistema que comunique el equipo con la persona encargada de realizar esta operación. Para ello, los convertidores
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suelen llevar un indicador en el que aparecen los diversos valores a fijar para el servicio, así como los posibles fallos y estados de funcionamiento del equipo.
3.1.1 Circuito de control para un convertidor de frecuencia PAM
La figura 3.1 muestra un convertidor de frecuencia PAM controlado con un circuito intermedio chopper. Los circuitos de control del chopper (2) y el inversor (3).
Figura 3.1. Esquema básico del circuito de control usado para un circuito intermedio controlado por chopper.
Esto se hace de acuerdo con el valor momentáneo de la tensión del circuito intermedio.
El circuito intermedio de tensión controla un circuito que funciona como un contador de direcciones en la memoria de datos. La memoria tiene las secuencias de salida para la característica de pulsos del inversor. Cuando la tensión del
circuito intermedio aumenta, el contador va más rápido, la secuencia se completa antes y la frecuencia de salida aumenta.
Con respecto al control chopper, la tensión del circuito intermedio se compara primero con el valor de la señal de referencia, que es una señal de tensión. Se espera que esta señal de tensión proporcione unos valores correctos de tensión y frecuencia de salida. Si las señales de referencia y del circuito intermedio varían, un regulador PI informa a un circuito que el ciclo de tiempo debe ser modificado.
Esto conduce a un ajuste de la tensión del circuito intermedio a la señal de referencia.
PAM es la tecnología tradicional para el control de los inversores de frecuencia.
La técnica de modulación de anchura de impulsos (PWM), es más moderna y se explica a continuación.
3.1.2 Técnica de modulación de anchura de impulsos (PWM)
Esta técnica fue propuesta por primera vez por Schömung y Stemmler. El método básico consiste en generar una onda senoidal (tres desfasadas 120º en sistemas trifásicos), de bajo contenido armónico, de la misma frecuencia que la onda de salida del inversor, y con una amplitud proporcional a la requerida y compararla con una onda de tensión triangular simétrica de frecuencia elevada.
Los puntos de intersección de la onda senoidal (moduladora) con la triangular (portadora), determinan los instantes de conmutación de los semiconductores y, en consecuencia, la anchura de los sucesivos bloques de tensión continua aplicada a
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la salida. Así pues, la modulación se basa en la modificación de la anchura de los pulsos, en función del valor eficaz de la onda de salida requerida.
Figura 3.2. Principio de funcionamiento de la técnica PWM.
Variando la relación VtM/VsM se controla el valor de la tensión eficaz de salida. La frecuencia, viene controlada por el período de repetición de la onda configurada.
En algunos inversores la frecuencia de la portadora es fija, en otros varía continuamente o se modifica en función de la modulación, y en algunos casos el usuario puede seleccionarla de acuerdo con sus necesidades y las posibles resonancias mecánicas.
En un principio, la generación de la senoide (moduladora) y de la triangular (portadora), se realizaba con técnicas analógicas. Actualmente se realizan de forma híbrida, grabando los valores de la senoide en una memoria que se lee a la
frecuencia deseada, y después de ser convertida a una señal analógica, mediante un convertidor analógico-digital, se compara con la triangular de alta frecuencia.
Este método es aceptado en gran medida gracias a la aparición de los microprocesadores que, conjuntamente con el soporte de circuitos integrados VLSI, permiten realizar el control PWM.
La utilización de una onda senoidal como señal moduladora no es la única opción, también se suelen emplear ondas trapezoidales.
Modulaciones digitales con moduladora escalonada
También se obtiene una buena precisión si se compara la onda triangular con una onda escalonada, que tenga por semiperíodo los mismos escalones N que el número de impulsos deseados. La altura de cada escalón ha de ser igual al valor de una senoide, en el punto medio de ese escalón.
Modulación con supresión controlada de armónicos
Las formas de onda no senoidales, se pueden analizar aplicando un desarrollo en series de Fourier. Cuando la onda es periódica y acotada, se puede descomponer en la suma de una componente continua, A0, una componente fundamental senoidal de la misma frecuencia y una serie de armónicos, también senoidales, cuya frecuencia es el doble, triple, etc., de la que tiene la onda de partida.
Así pues, supongamos que f(t) es una función periódica de período T, su frecuencia fundamental es f = 1/T, y la pulsación fundamental es ̅ . Según Fourier la función se puede descomponer en una suma de funciones seno y coseno con frecuencias múltiplos enteros de la fundamental:
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( ) ̅ ̅ ̅ ̅ ̅̅̅̅
̅ (1)
Agrupando los términos seno y coseno de igual frecuencia, puede expresarse también como:
( ) ( ̅ ) ( ̅ ) ( ̅ ) (2) Si existe simetría de semionda desaparece la componente continua y todos los armónicos pares. Si en las tres salidas del sistema trifásico, se generan las mismas formas de onda, desfasadas 120º, desaparecen todos los armónicos múltiplos de tres.
Si todo esto se refiere a un motor de corriente alterna, algunos armónicos contribuirán a que el motor gire en sentido correcto, otros crearán un campo de sentido contrario, y la mayoría simplemente lo calentarán. Debido a la reactancia del motor, los armónicos de frecuencia muy elevada tienen poca influencia en la intensidad, y es suficiente con eliminar las frecuencias más bajas.
En general, se puede decir que cuanta más alta sea la frecuencia de la onda triangular, menor será el contenido de armónicos de la senoide de potencia sintetizada.
El método de conmutación controlada permite, con muy pocas conmutaciones (por lo que desde este punto de vista el dispositivo de potencia no tiene que ser de frecuencias altas), eliminar los armónicos más perjudiciales para el motor.
Normalmente, una onda portadora del orden de kHz pudiera ser suficiente; no obstante, hay que tener en cuenta los posibles problemas ocasionados por las
vibraciones que puede producir el motor, las bobinas y los propios conductores.
Otro de los posibles problemas es el ruido, ya que el oído humano es muy sensible a sonidos de frecuencia alrededor de 2 o 3 kHz; por otra parte, las frecuencias de 16 kHz o superiores son prácticamente inaudibles, pero entre otros problemas, es posible que ocasionen demasiadas pérdidas en conmutación.
Con todo ello, los inversores PWM precisan de semiconductores rápidos, siendo los transistores en sus diferentes versiones, los IGBT, IGCT, etc., los semiconductores más apropiados.
En aplicaciones de gran potencia, generalmente el límite lo ponen las altas corrientes y elevadas tensiones de los semiconductores a utilizar, ya que en general, si el semiconductor es muy potente no suele ser tan rápido.
Para implementar en la práctica una modulación con conmutación controlada se recurre, normalmente, a realizar el cálculo de los ángulos de conmutación en un ordenador externo al sistema de control. Una vez realizado esto para las diferentes velocidades, y seleccionando para cada una de ellas qué armónicos se eliminan, se graban en una memoria los ángulos de conmutación obtenidos.
Figura 3.3. Principios de control.
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El algoritmo de control se usa para calcular la conmutación del inversor PWM, y se pueden seguir diferentes estrategias.
3.2 ESTRATEGIAS DE CONTROL
En un accionamiento de velocidad variable, el control de la transferencia de energía se concreta en dos variables mecánicas: par y velocidad. En la práctica, sólo se controla una de estas dos variables, mientras que la otra viene determinada por la carga. Así, si se efectúa un control de par, la velocidad queda determinada por la carga y, viceversa, si se efectúa un control de velocidad, es el par el que viene determinado por la carga.
El motor de corriente continua, gracias a sus favorables características, las cuales se resumen a continuación, es uno de los que mejor cumple las exigencias de un control de velocidad y par, simple y preciso:
– Fácil regulación de velocidad variando la tensión aplicada a los bornes del motor (E=Ui – RiIi=C1..n) y/o variando el flujo.
– Par proporcional a la corriente del inducido y al flujo (Mi=C2.Ii.), por lo que se puede controlar actuando sobre Ii y/o sobre Ie (corriente de excitación).
– Posibilidad de funcionar como generador, lo cual se puede utilizar, de manera relativamente simple, para el frenado del motor.
No obstante, el motor de corriente continua tiene también sus inconvenientes:
– Su fabricación resulta costosa.
– Necesidad de colector (conmutador), para conmutar de una espira del inducido a otra, siendo este un elemento delicado y que precisa de un mantenimiento continuo.
– Precisa disponer de transductores de velocidad.
Por otro lado, el motor trifásico asíncrono (de inducción) presenta las siguientes características, que el motor de corriente continua no tiene:
– Elevada robustez.
– Gran simplicidad.
– Puede trabajar fácilmente en régimen de recuperación de energía en el frenado.
No obstante, el motor asíncrono presenta también sus inconvenientes:
– La relativa debilidad de par en el arranque, si se compara con el motor, serie de corriente continua.
– La falta de flexibilidad del motor, donde el régimen óptimo de funcionamiento sólo se sitúa cerca del sincronismo.
– La dificultad de alcanzar un retardo, puesto que no resulta fácil forzar la velocidad.
– En aplicaciones de tracción, no se puede realizar fácilmente la doble tracción.
Con todo ello, y teniendo en cuenta que el comportamiento dinámico del motor asíncrono, queda definido por un sistema de ecuaciones no lineales de orden elevado, se puede concluir que el control de los motores asíncronos resulta mucho más complejo que el de los motores de corriente continua.
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Si se considera que el motor asíncrono se encuentra trabajando de forma estable en un punto determinado de su característica de par, manteniendo el flujo constante, entonces se pueden eliminar de las ecuaciones de definición los términos derivada, y bajo estos supuestos su comportamiento queda representado por las ecuaciones lineales que definen el régimen permanente, resultando un análisis del control mucho más simple. Sin embargo, este tipo de controles, denominados escalares, al no tener en cuenta el transitorio, resultan mucho menos precisos.
En las últimas décadas, utilizando nuevos dispositivos y técnicas de control, se ha tratado de conseguir que los motores asíncronos tuviesen el mismo comportamiento dinámico, y nivel de precisión en el control que el de los motores de c.c.; así han surgido los métodos de control vectorial, que tienen en cuenta la fase y utilizan un modelo complejo del motor que tiene en cuenta la orientación del campo magnético, lo cual permite actuar mejor sobre el par durante los transitorios, y obtener así unas mejores prestaciones dinámicas. En algunos casos es preciso conocer la posición del rotor. Entre las técnicas más recientes se encuentra el control directo del par (Direct torque control, DTC) que incluye el inversor dentro del modelo y permite conseguir respuestas mucho más rápidas.
3.3 CONTROL ESCALAR
El control escalar, denominado también control tensión/frecuencia (V/f), o control de vector tensión (Tensión Vector Control, VVC), se utiliza como algoritmo de control de los convertidores de frecuencia, en fuente de tensión y se basa en lo siguiente:
Una de las maneras para reducir la velocidad de los motores de c.a. es reducir la frecuencia de alimentación; sin embargo, al reducir la frecuencia por un lado disminuye el par y por otro disminuyen las reactancias ( ̅ ); por lo que, si se mantiene constante la tensión, podría resultar demasiado elevada la corriente y se podría llegar a quemar el motor. Una forma de evitar este problema, es reducir la tensión en la misma proporción en que lo hace la frecuencia.
Así pues, en definitiva, se trata de controlar la amplitud y frecuencia del vector tensión, usando la compensación de carga y deslizamiento. El ángulo correspondiente al vector tensión, se determina en función de la frecuencia programada para el motor (referencia), y la frecuencia de conmutación de los semiconductores.
Las características del control escalar, son las siguientes:
– Rango de regulación de velocidad: 1:25 sin realimentación.
– Precisión: ± 1% de la velocidad nominal sin realimentación.
– Robusto frente a los cambios en la carga.
– Valor nominal de la tensión a la frecuencia nominal del motor.
En las primeras aplicaciones de esta técnica sólo se lograba un margen de variación de velocidad muy reducido, y ello era debido a que al mantener constante la relación V/f, no se tenía en cuenta que los devanados tenían también resistencia óhmica, la cual era independiente de la frecuencia. Una posible solución a frecuencias bajas, es aumentar un poco más la tensión, o mejor hacerlo en proporción al consumo y la resistencia de los devanados. Muchos inversores
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permiten seleccionar la relación tensión/frecuencia en función de la carga mecánica.
Si en el estator del motor se desprecia la caída de tensión frente a la f.e.m.
inducida, se tiene:
o puesto de otra forma:
Como puede verse, el flujo en el entrehierro depende de la relación V/f, lo cual indica que se puede variar la velocidad de dos formas:
– Variación a flujo constante.
– Variación por reducción de flujo.
3.3.1 Variación de velocidad a flujo constante
La variación de velocidad a flujo constante, o también llamada a par constante, se basa en que de acuerdo con la expresión: V1/f1 = K · si se varía la tensión y la frecuencia, de forma que su cociente se mantenga constante, la onda giratoria de flujo continúa constante.
La tensión solamente puede variar desde cero a su valor nominal, mientras que la frecuencia podrá hacerlo desde cero a valores superiores al valor nominal.
Esto limita las posibilidades de mantener el flujo constante.
El control escalar puede realizarse de dos formas:
– En lazo abierto.
– En lazo cerrado.
Figura 3.4. Característica par-velocidad en un control a par constante.
3.3.2 Control escalar en lazo abierto
Este método controla la velocidad del motor, variando la frecuencia de alimentación de las tensiones del estator.
Para velocidades superiores, aproximadamente al 10% de la velocidad nominal, es correcta la aproximación de que el flujo en la máquina depende únicamente del cociente V/f. Por lo que, si se desea mantener el flujo nominal de la máquina (lo que supone trabajar a par nominal) en todo el rango de frecuencias, se debe mantener constante y en su valor nominal el cociente V/f. Sin embargo, a bajas velocidades esta aproximación pierde progresivamente su validez, al cobrar importancia la caída de tensión en la resistencia del estator; por lo que, de mantenerse la misma ley de control para el cociente V/f, se originaría una progresiva disminución del flujo en la máquina y, por lo tanto, de la capacidad de
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producción de par. Para evitar esto, generalmente se le suma un valor constante a la tensión calculada a partir de la velocidad (figura 5).
Figura 3.5. Esquema de control escalar en lazo abierto.
El control escalar en lazo abierto, si bien resulta ser un método de control sencillo y económico, sus prestaciones son reducidas. Este método sólo es adecuando para aquellas aplicaciones industriales que toleran pequeñas variaciones de velocidad, o de flujo en el entrehierro (ocasionadas por variaciones de carga o de tensión), y que no precisan de una respuesta rápida.
3.3.3 Control escalar en lazo cerrado
Para evitar las variaciones no deseadas de velocidad y de flujo, se puede realizar un control escalar en lazo cerrado de estos parámetros. Se dispondrá al menos de dos lazos de control: uno de velocidad que impondrá la frecuencia de alimentación, y otro de flujo que impondrá la tensión. Además, con la finalidad de obtener un sistema más estable, generalmente se introduce un tercer lazo de control para controlar el par. Tanto el par como el flujo pueden ser estimados a
partir de las ecuaciones de régimen permanente (figura 3.6) o bien se pueden medir.
Figura 3.6. Esquema de control escalar en lazo cerrado.
Variación de tensión y frecuencia siguiendo una ley cuadrática
Las bombas centrífugas y los ventiladores presentan un par que varía con el cuadrado de la velocidad; por lo que, si se desea regular la velocidad de los motores de accionamiento de estos dispositivos, será preciso que la ley de variación de tensión y frecuencia del convertidor se ajuste a las características indicadas, para que el par motor se adapte al par exigido por la bomba o el ventilador.
Variación de velocidad por reducción de flujo
Este método de variación de velocidad, se llama también por debilitamiento de campo o a potencia constante.
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Cuando se hace variar la frecuencia por encima del valor en que se alcanza la tensión nominal de la red, y teniendo en cuenta que a partir de ese punto la tensión ya no puede seguir creciendo, lo que ocurrirá es que, en esa zona el flujo en el entrehierro, decrecerá paulatinamente con el incremento de frecuencia.
En esta situación, el par máximo de la curva par-velocidad, decrecerá en función de la frecuencia, como se puede ver en la figura 7, pudiendo funcionar en esta zona en un régimen de potencia constante, como así se ha señalado por las líneas discontinuas de la citada figura 7.
Figura 3.7. Características par-velocidad en un control a potencia constante.
Para un funcionamiento seguro del motor, en la zona de debilitamiento de campo, el par máximo nunca ha de ser inferior a 1,3 veces el par resistivo aplicado.
3.3.4 Control directo de par
Un desarrollo reciente del control escalar es el denominado control directo de par (Direct Torque Control, DTC), bajo el cual se controla directamente la amplitud y
el ángulo del vector tensión, así como la frecuencia, y cuyas características superan a las del control escalar normal (VVC):
– Rango de control de velocidad: 1:100 sin realimentación.
– Precisión: ± 0,5 % de la velocidad nominal sin realimentación.
– Mejora de magnetización del motor.
– Amortiguamiento de la resonancia activa.
– Control directo de par (lazo abierto).
– Operación al límite de corriente.
Figura 3.8. Diagrama de bloques del control directo de par (DTC).
La principal diferencia del control directo de par, con relación a otros métodos de control de los accionamientos de alterna, es que en el DTC no existe un modulador PWM separado, sino que el ángulo de disparo de los semiconductores
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del convertidor, se determina directamente por el estado electromagnético del motor. Para ello es preciso disponer de un modelo matemático muy preciso del motor, así como una elevada capacidad de cálculo. El nivel de la sofisticación matemática del modelo permite calcular el valor exacto de las variables del mismo, sin necesidad de una realimentación de la velocidad del eje. En la puesta en marcha del sistema, una rutina de identificación proporciona al modelo los valores de la resistencia del estator, la inductancia mutua, los coeficientes de saturación y la inercia del motor. Una parte del modelo, modela el comportamiento térmico del motor, de forma que corrige las variaciones que ocasione la temperatura en la resistencia del estator.
En funcionamiento normal, el modelo recibe información de las medidas de las corrientes de fase y de la tensión del circuito intermedio de continua, junto con la posición de los semiconductores de potencia (tiristores, transistores, IGBT, IGCT, etc.). A partir de estos datos se calculan los valores actuales de las variables de control, que son el flujo magnetizante y el par motor. Asimismo, se calcula la velocidad del eje y la frecuencia eléctrica, con lo que no se precisa disponer de transductores para realimentar en velocidad, en el 95% de las aplicaciones industriales.
El bloque de control por histéresis del par y del flujo, compara los valores reales de estas variables con sus valores actuales, y determina la posición óptima de los semiconductores del convertidor de potencia, para seleccionar el vector de tensión más indicado. El objetivo es obligar al vector de flujo del estator a evolucionar, de forma que se consigan los valores de referencia de par y de flujo del estator.
Para determinar la secuencia de conmutación del inversor, el DTC utiliza un procesador digital de señal junto con un circuito ASIC. Todas las señales de control se transmiten por fibra óptica para conseguir elevadas velocidades de transmisión.
Esta configuración permite ejecutar el algoritmo de control rápidamente (cada 25 microsegundos para un procesador de 40 MHz), de forma que si la carga demanda del motor más par, en la próxima secuencia de conmutación se puede satisfacer esta demanda inmediata y directamente.
El DTC incorpora algunas funciones especiales tales como arrancar el motor en cualquier estado electromagnético, incluso si el motor está girando. El frenado por flujo es parecido al frenado por inyección de c.c., pero durante el frenado por flujo el inversor funciona de forma controlada, con lo que se mejora la capacidad de frenado. El modelo del motor puede calcular automáticamente el nivel óptimo de flujo magnetizante, en función del nivel de carga, de esta manera las pérdidas se pueden reducir en más de un 60% cuando el motor está en vacío. Cuando existe un microcorte en el suministro de energía eléctrica, el DTC mantiene el nivel de tensión en el circuito intermedio de c.c., de esta forma cuando se recupera el suministro el motor puede seguir funcionando inmediatamente.
3.4 CARACTERÍSTICAS DEL CONTROL ESCALAR (V/f)
El control de la característica V/f tiene un rango de regulación de velocidad limitado aproximadamente a 1:20 y a baja velocidad, por lo que se requiere una estrategia de control (compensación) alternativa. Usando esta técnica resulta
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relativamente simple adaptar el convertidor de frecuencia al motor, siendo además una técnica robusta contra cargas instantáneas en todo el rango de velocidad.
3.4.1 Optimización automática de energía
El ahorro de energía es un tema de vigente actualidad, que debe preocupar a todos los ciudadanos, por estar directamente relacionado con el medio ambiente, y que obliga a los gobiernos a adoptar políticas energéticas acordes con los nuevos tiempos.
Por ello en muchas aplicaciones industriales, donde los accionamientos trabajan a diferentes ciclos de carga, se puede ahorrar energía durante el funcionamiento a cargas bajas, reduciendo el flujo magnético.
En muchos accionamientos, particularmente aquellos cuya característica de par resistente es cuadrática (tales como ventiladores y bombas centrífugas), se pueden programar características V/f especiales para incrementar el ahorro de energía.
Existen procedimientos que optimizan automáticamente el consumo de energía para una carga dada, y adaptan la referencia de velocidad que proporciona el valor del flujo magnético para la carga actual, como un compromiso entre el ahorro óptimo, y los requerimientos reales de la aplicación en cuanto a mínimo par.
Los ajustes se basan únicamente en los datos disponibles en el sistema de control;
para estas funciones no se necesita un ajuste extra de los parámetros. De forma contraria a la operación de control de velocidad normal, con un valor nominal de flujo magnético, la optimización de energía previene pérdidas en el motor y así ahorra energía. El porcentaje promedio de energía que se ahorra en
accionamientos de pequeño a medio tamaño, es del 3 al 5% de la potencia nominal durante el funcionamiento a cargas reducidas, produciéndose además un beneficio adicional, y es que el motor gira casi sin ningún ruido, bajo pequeñas cargas para frecuencias de conmutación pequeñas y medias.
3.4.2 Funcionamiento a corriente límite
Los convertidores de frecuencia PWM en fuente de tensión, los cuales trabajan de acuerdo con una característica de control V/f simple, normalmente no son capaces de trabajar “suavemente” a corriente límite. Primero se reduce la tensión (y, entonces la frecuencia) hasta que se obtenga el valor límite de corriente.
Tan pronto como se alcance este límite, el convertidor de frecuencia intenta conseguir de nuevo la referencia de velocidad (la tensión y la frecuencia se incrementan de nuevo). Esto conduce a un incremento o reducción de la velocidad, lo cual conlleva a una carga innecesaria, en particular sobre la mecánica del sistema, que puede tener un impacto negativo sobre la calidad del producto.
En la actualidad, los convertidores de frecuencia PWM usan una rampa interna, para buscar un punto de trabajo en el cual no se exceda el límite de corriente. En el caso de que se alcance la corriente límite, aparece una señal de peligro que avisa al operador. La frecuencia del convertidor no oscilará, a menos que no se pueda alcanzar una frecuencia adecuada.
CAPITULO IV
SEMICONDUCTORES DE POTENCIA
El desarrollo de los convertidores electrónicos de potencia está ligado al desarrollo de los dispositivos de estado sólido con que se construyen. A pesar de que la historia de la electrónica de potencia comenzó hacia el año 1900 con el desarrollo del rectificador de arco de mercurio, no fue hasta la década de los años cincuenta cuando comienza un desarrollo espectacular motivado por la invención del transistor de silicio en los laboratorios Bell de la mano de Bardeen, Brattain y Schockley, que recibieron el premio Nobel de física por ello. A partir de este hito fundamental se producen otros de gran importancia como el desarrollo del tiristor o rectificador controlado de silicio (SCR) en 1956. A partir de esta década, la electrónica de potencia es dominada casi exclusivamente por la electrónica de estado sólido.
A pesar de que hoy en día existe una gran variedad de tecnologías de conmutación de potencia para la fabricación de convertidores, todas ellas persiguen el mismo objetivo, que puede resumirse en las características que presenta un elemento ideal.
4.1 ELEMENTO IDEAL
Como se ha visto al principio del tema, la idea básica de un convertidor de potencia es transformar el flujo de energía entre su entrada y salida. Para poder realizar dicha transformación, es necesario contar con interruptores controlados que tengan las siguientes características:
R(off) = . Presenta una resistencia infinita entre sus terminales cuando se encuentra en el estado de bloqueo.
R(on) = 0. Presenta una resistencia nula entre sus terminales cuando se encuentra en el estado de conducción.
toffon = 0 . El tiempo para la conmutación del estado de bloqueo al estado de conducción es nulo.
tonoff = 0. El tiempo para la conmutación del estado de conducción al estado de bloqueo es nulo.
voff,max = . Soporta una tensión infinita entre sus terminales cuando se encuentra en el estado de bloqueo.
ion,max = . Soporta una intensidad de paso infinita cuando se encuentra en el estado de conducción.
Pcontrol = 0. La potencia consumida por el circuito de control es nula.
Desde un punto de vista circuital, el elemento ideal se caracteriza por un interruptor controlado, tal como muestra la figura. Como puede observarse, presenta tres terminales: dos terminales de conexión y un tercero de control.
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Fig. 4.1. Esquema eléctrico de un elemento de conmutación ideal.
Eléctricamente, los dispositivos se caracterizan por una curva que relaciona la intensidad de conducción con la tensión entre terminales de conexión. Tal como se han definido los terminales en la figura anterior, las curvas V-I del elemento ideal para los dos estados de conducción son las que se muestran a continuación, donde se ha considerado como positiva la circulación de la intensidad en el sentido AB. Se considera positiva la tensión AB.
Fig. 4.2. Curvas V-I de un elemento ideal. (a) Estado de conducción; (b) Estado de bloqueo.
El estado de conducción se caracteriza porque la tensión entre los puntos A y B es nula independientemente del valor de la intensidad en el sentido AB. Su representación puede observarse en la figura 4.2a. En el estado de bloqueo la
S
A IAB B
VAB
IAB IAB
VAB VAB
(a) (b)
