CONTENIDO
RESUMEN ... 7
LISTA DE ACRÓNIMOS ... 9
CAPÍTULO 1. INTRODUCCIÓN. ... 11
1.1. ANTECEDENTES ... 11
1.1.1. Sistemas De Comunicaciones Ópticas Coherentes 20 Años Atrás ... 11
1.1.2. El Resurgimiento De Las Comunicaciones Ópticas Coherentes ... 12
1.2. PLANTEAMIENTO DEL PROBLEMA ... 13
1.3. JUSTIFICACIÓN... 14
1.4. OBJETIVOS ... 15
1.4.1. Objetivo General ... 15
1.4.2. Objetivo Específicos ... 15
1.5. METODOLOGÍA ... 16
1.5.1. Etapa I: Identificación y Selección De La Información ... 16
1.5.2. Etapa II: Diseño Del Sistema De Evaluación ... 16
1.5.3. Etapa III: Proceso De Simulación y Análisis De Resultados ... 16
CAPÍTULO 2. PARÁMETROS GENERALES ... 19
2.1. EXIGENCIAS DE LOS SISTEMAS DE COMUNICACIONES ... 19
2.2. MODULACIONES DIGITALES ... 22
2.2.1. PSK (Phase-Shift Keying) ... 22
2.2.2. QAM (Quadrature Amplitude Modulation) ... 24
2.3. TASA DE ERROR DE BIT ... 27
2.3.1. Factores Que Afectan La Tasa De Error De Bit ... 27
2.3.2. Probabilidad De Error De Bit (PEB) ... 27
2.4. SISTEMAS DE COMUNICACIONES ÓPTICOS ... 29
CAPÍTULO 3. SISTEMAS DE DETECCIÓN DIRECTA ... 33
3.1. TRANSMISOR ... 33
4.2. RECEPTOR ... 50
4.2.1. Principios de la detección coherente ... 50
4.2.2. Estructuras básicas coherentes ... 52
4.2.3. Receptores heterodinos ... 56
4.2.4. Receptores Homodinos ... 58
4.2.5. Receptor homodino con diversidad de fase y diversidad de polarización ... 61
CAPÍTULO 5. SISTEMA PROPUESTO ... 65
5.1 LA HERRAMIENTA DE SIMULACIÓN ... 65
5.2 DISEÑO Y DESCRIPCIÓN DEL SISTEMA... 66
5.2.1 EL transmisor ... 66
5.2.2 El receptor coherente ... 67
5.2.3 El enlace de comunicación. ... 68
CAPÍTULO 6. RESULTADOS ... 75
6.3.1 Doble polarización con 4-QAM ... 155
6.3.2 Doble polarización con 4-PSK ... 178
CAPÍTULO 7. ANÁLISIS DE RESULTADOS ... 203
7.1 ANÁLISIS COMPARATIVO DE M-QAM ... 203
7.2 ANÁLISIS COMPARATIVO DE M-PSK ... 204
7.3 ANÁLISIS COMPARATIVO EN DOBLE POLARIZACIÓN ... 206
CAPÍTULO 8. CONCLUSIONES Y LÍNEAS FUTURAS ... 209
8.1 CONCLUSIONES ... 209
ANEXOS ... 213
RESUMEN
Los objetivos de esta monografía se centran en el estudio, evaluación teórica y análisis por medio de simulación de sistemas de comunicaciones ópticos de alta capacidad usando la detección coherente. En el primer capítulo, meramente introductorio, en donde además de presentar los antecedentes de las comunicaciones ópticas coherentes se establecen los objetivos, el planteamiento del problema y la metodología que se usará para dar cumplimento a dichos objetivos.
En el capítulo 2 se realiza una contextualizan al lector de los requerimientos y conceptos básicos de los sistemas ópticos de comunicaciones actuales. Asimismo, se da una pequeña introducción teórica de las modulaciones que se implementaran en el sistema que se propone, y una breve explicación de la diferencia entre el uso de la tasa de error de bit y la probabilidad de error de bit como parámetros de medida para el rendimiento de un sistema de comunicaciones.
En el tercer capítulo se abordará los conceptos básicos de la detección directa en cada una de las etapas de un sistema comprendidas por el transmisor, el enlace y el receptor. En este último se dan a conocer dos tipos de fotodetectores usados para la conversión electróptica de la señal, que comúnmente son usados bien sea en este tipo de detección o en la detección coherente.
En el capítulo 4, se asentarán los conceptos básicos de la detección óptica coherente y de la misma manera se realiza el análisis de los diferentes tipos de estructuras de recepción coherente que se podían emplear para recuperar las señales de intensidad y de fase modulada clasificados, según diferentes parámetros en: receptores homodinos, heterodinos, síncronos, asíncronos, de diversidad de fase y de diversidad de polarización. De los cuales a partir del análisis se escogerá el que mejor desempeño ofrezca desde el punto de vista teórico.
En el quinto capítulo, se da a conocer el software de simulación utilizado y además mostrará el sistema de comunicaciones óptico que se propone a partir del análisis y elección de una de las estructuras presentadas en el capítulo anterior, en donde se describen los componentes usados en el transmisor y en el receptor. Igualmente, se da a conocer una caracterización realizada al enlace con el objetivo de determinar los componentes necesarios en este y establecer la distancia que será cubierta por el sistema, asemejándose lo más posible a un enlace real.
En el capítulo 6, se presentarán los resultados obtenidos a través del proceso de simulación para el sistema que se propone en el capítulo 5, evaluando el desempeño de este ante las modulaciones
M-QAM y M-PSK, ya sea una sola polarización o como se observará en el último apartado de este capítulo haciendo uso de doble polarización. Enfocados principalmente en las variaciones de los parámetros característicos de los láseres usados y las tasas de transmisión en el cual podrá trabajar.
LISTA DE ACRÓNIMOS
AFC Automatic Frequency Control
APD Avalanche Photodiode
APSK Amplitude and Phase-Shift Keying
ASE Amplifier Spontaneous Emission
OSNR Optical Signal to Noise Ratio
PSK Phase Shift Keying
PBS Polarization Beam Splitter
QAM Quadrature Amplitude Modulation
QPSK Quadrature Phase Shift Modulation
SE Spectral Efficiency
SNR Signal to Noise Ratio
SOP State of Polarization
SPM Self-Phase Modulation
WDM Wavelength Division Multiplexing
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CAPÍTULO 1. INTRODUCCIÓN.
1.1.
ANTECEDENTES
El estudio exte sivo de las o u i a io es ópti as ohe e tes i i io e la dé ada de los 80’s, debido a investigaciones con respecto a los receptores coherentes que, gracias a su alta sensibilidad, permitían cubrir una mayor distancia de transmisión de la información. Sin embargo, el estudio de los sistemas ópticos coherentes se interrumpió durante 20 años aproximadamente, ya que, a causa de los avances en sistemas de multiplexación por división de longitud de onda (WDM) utilizando amplificadores EDFA (del inglés, Erbium Doped Fiber Amplifier), pasa un segundo plano el desarrollo de las comunicaciones ópticas coherentes. A mediados de la década del 2000 el estudio de las comunicaciones ópticas coherentes es retomado pues presentan una solución viable a la gran demanda proyectad para los siguientes años.
1.1.1.
Sistemas De Comunicaciones Ópticas Coherentes 20 Años Atrás
El estudio y desarrollo de las comunicaciones ópticas inicia en los años 70, en donde se utilizó la modulación de intensidad de los láseres semiconductores y la intensidad de la señal óptica transmitida a través de una fibra óptica y finalmente por un fotodiodo que actuaba como un detector. Estos sistemas, que siguen siendo usados actualmente, se denominaron de Modulación de intensidad y detección directa (IM/DD) y se caracterizan por la independencia que existe entre la sensibilidad del receptor a la polarización y/o fase de la señal entrante.
De la misma manera, en 1970 DeLange [1] presentó la primera propuesta de comunicaciones ópticas coherentes, aunque este no llamaría la atención puesto que el esquema de detección directa tuvo gran auge y aplicación durante esa década.
Ahora bien, en 1980 Okoshikikuchi Fabre y Leguen proponen en [2] un receptor heterodino, como el que se observa en la Figura 1.1 para sistemas de comunicaciones FDM haciendo uso de un oscilador local en el receptor.
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Figura 1.1 Receptor heterodino para un sistema de comunicaciones ópticas FDM [3]. LO: oscilador local, PD: fotodiodo, IFA: amplificador de frecuencia intermedia, y Det: detector.
En los años 90 se presentaron muchas demostraciones de sistemas coherentes y aplicaciones entre ellas en el campo de la transmisión submarina donde se introdujeron nuevas tecnologías tales como modulación CPFSK, diversidad de polarización, control automático de frecuencia (AFC) de los láseres semiconductores y detección diferencial. Al esquema básico del receptor local que se había mostrado. Sin embargo, la aparición de los EDFAS de bajo ruido disminuyo la necesidad de un detector coherente con una ata sensibilidad, haciendo que la sensibilidad en el receptor fuera menos rigurosa.
Por otra parte, el sistema IM/DD basado en EDFA comenzó a beneficiarse de técnicas de multiplexación de división de longitud de onda (WDM) para aumentar la capacidad de transmisión de una sola fibra. El hardware necesario para las redes WDM se desplegó de manera amplia debido a su simplicidad y al coste relativamente bajo asociado a que múltiples canales WDM
podían amplificarse simultáneamente. La técnica de WDM marcó el comienzo de una nueva era en la historia de los sistemas de comunicación óptica y generó 1.000 veces el aumento de la capacidad de transmisión en los años noventa. Así pues, a pesar de las múltiples ventajas que ofrecían los receptores coherentes, estas no suplían de manera rentable las necesidades más urgentes de las comunicaciones ópticas de la época. De esta manera, las actividades de investigación y desarrollo de las comunicaciones ópticas coherentes se interrumpieron por dos décadas aproximadamente.
1.1.2.
El Resurgimiento De Las Comunicaciones Ópticas Coherentes
En el año 2005, gracias a la demostración de la estimación de la fase de la portadora en receptores coherentes despertó nuevamente un interés generalizado en el estudio de las comunicaciones ópticas coherentes [3].
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1.2.
PLANTEAMIENTO DEL PROBLEMA
En la actualidad las redes de comunicaciones requieren ser construidas teniendo en cuenta el enorme crecimiento del tráfico de internet, debido a un continuo aumento tanto en el número de usuarios como la necesidad de datos y servicios de video de banda ancha que requiere cada uno de estos. Para soportar el incremento de la demanda del tráfico es preciso el desarrollo de nuevas tecnologías en cada una de las etapas (transmisión, transporte y recepción) en las redes de comunicaciones ópticas enfocadas a tasas 40 y 100Gb/s con mayores distancias de propagación que las conseguidas actualmente.
14
1.3.
JUSTIFICACIÓN
Año tras año, las redes de comunicaciones se encuentran evolucionando diariamente, obedeciendo al constante crecimiento en la demanda de los usuarios de estas redes, traduciéndose en un aumento de velocidades y calidad del servicio. Para conseguir estos resultados los prestadores de servicios de comunicaciones buscan hacer el mejor uso de los recursos, a partir del uso de técnicas que se vienen desarrollando, las cuales, además, tengan una viabilidad económica.
La presente investigación se enfocará en realizar un análisis comparativo entre varias técnicas de modulación digital, dado un escenario de red de comunicación óptica actual. Dentro de este análisis se observará la influencia que tienen varios parámetros físicos del sistema óptico coherente para el rendimiento del mismo. Bajo el conocimiento de la influencia de estos parámetros en el desempeño del sistema, para cada técnica se podrá reconocer que tipo de técnica es más adecuado para un sistema.
15
1.4.
OBJETIVOS
1.4.1.
Objetivo General
Analizar los sistemas de detección coherente de alta capacidad.
1.4.2.
Objetivo Específicos
Identificar las arquitecturas ópticas que permitan la implementación de detección coherente.
Analizar los parámetros físicos que determinan la coherencia en un proceso de detección.
Evaluar el impacto de la modulación empleada en un sistema de detección coherente.
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1.5.1.
Etapa I: Identificación y Selección De La Información
Realizar una búsqueda y recopilación de fuentes bibliográficas sobre la implementación y el desarrollo de la detección coherente en las arquitecturas ópticas. Destacando los componentes que hacen parte de una detección coherente necesarios en las etapas de transmisión y la de recepción, como los son los láseres, moduladores, acopladores, etc., con el objetivo de estudiar las características que influyen en la sensibilidad y desempeño de un receptor coherente básico, teniendo en cuenta las ventajas sobre la detección directa, el cual fue el primer proceso usado de recepción de los datos en sistemas ópticos.
Con base en la información teórica recopilada, se procederá a analizar las diferentes técnicas de modulación coherente existentes hasta el momento y de esta forma determinar el tipo de receptor y modulaciones a emplear, teniendo como parámetros de evaluación las distancias abarcadas por estos y la tasa de error de bit. Al final de esta etapa se contará con una documentación, resultado de la búsqueda y estudio detallado anteriormente.
1.5.2.
Etapa II: Diseño Del Sistema De Evaluación
Teniendo en cuenta la etapa anterior, se realiza el diseño y construcción en el software de un sistema de comunicaciones ópticos coherente (modulador, enlace y receptor), teniendo en cuenta las tecnologías actuales, en el cual se estudian los parámetros físicos que determinan la coherencia en un proceso de detección.
1.5.3.
Etapa III: Proceso De Simulación y Análisis De Resultados
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CAPÍTULO 2. PARÁMETROS GENERALES
2.1. EXIGENCIAS DE LOS SISTEMAS DE COMUNICACIONES
El continuo desarrollo de las redes de telecomunicaciones es necesario dado el permanente crecimiento del tráfico mundial, para dar respuesta a la cantidad de personas y dispositivos que se conectan a diario. En primer lugar, el acceso a Internet se ha incrementado en los últimos años pasando a ser, hoy en día, un servicio básico en la mayoría de los hogares. Simultáneamente al crecimiento de los usuarios denominados como fijos se encuentran los usuarios móviles que presentan un crecimiento aún mayor, debido a factores como la gran aceptación y desarrollo que ha tenido el Internet de las cosas (IoT) [4] y las comunicaciones máquina a máquina (M2M) necesarias, que han iniciado a imponer su aporte al tráfico, con 4.9 billones de conexiones M2M
en 2015, lo que representa 1 Exabyte por mes en el tráfico IP global [5].
Del mismo modo, la diversificación de servicios que el mercado ofrece posibilita ciertas tendencias en la procedencia del tráfico, teniendo como principal actor el video, en especial videos de larga duración, como el video bajo demanda (VoD), video en tiempo real, juegos en línea, etc., dado que los videos de corta duración son de fácil manejo en la Internet. Así pues, para el manejo de este tipo de tráfico (videos de larga duración) se requiere de buenas velocidades y anchos de banda que sean capaces de cubrir las necesidades y exigencias de los usuarios, ya que se proyecta llegar a una velocidad mundial promedio de 47,7 Mbps en el 2020 desde unos 24,7 Mbps en el 2015. Estas tendencias en el tráfico se observan con mayor detalle en la Figura 2.1.
Figura 2.1. Tendencia global de tráfico por tipo de dispositivo. Tomado de [5].
20 empresas pretenden llegar a enlaces con velocidades de 400 Gbps para el 2020 con sus reglamentaciones ya establecidas, cuyos desarrollos ya están en proceso, como los son FTTH (del inglés, Fiber To The Home), ya que ha sido la fibra óptica la gran impulsadora y sostén para los alcances que han tenido el soporte del tráfico y la velocidades alcanzadas, gracias a sus características básicas que, en la medida en que se haga un uso eficiente de esta permitirá muchos más avances para suplir las necesidades en cuestión. Teniendo en cuenta, que desde el 2010 por medio de la fibra óptica se cuentan con enlaces de hasta 100 Gbps, en distancias de hasta 10km [6], con proyecciones para el 2017 de 400 Gbps en el 2017 en enlaces de fibra óptica, según la Ethernet Alliance[7, 8]como se puede apreciar en la Figura 2.2, lo que impulsa y hace necesaria la investigación en las comunicaciones ópticas aprovechando de la mejor manera la fibra óptica con el fin de determinar las técnicas y modelamientos que permitan dar respuesta a las tendencias del tráfico proyectadas.
Figura 2.2. Proyecciones de velocidades en enlaces de fibra óptica. Tomado de [7].
De este modo, para lograr soportar el tráfico mundial de hoy en día y el tráfico proyectado a futuro se presentan múltiples opciones de tecnología que empiezan a ser exploradas para transmisiones de largo alcance. Estas tecnologías tienen en cuenta diferentes aspectos de la transmisión como: tasa de baudios, polarización individual o multiplexación de la polarización (pol-mux), bits por símbolo y formatos de modulación, técnicas de recepción, separación entre canales de la red, técnicas de compensación y de dispersión, procesadores de señales digitales (DSP), número de bandas de longitud de onda, amplificadores ópticos (OA), entre otros [9].
Asimismo, para lograr las velocidades y distancias proyectadas en los enlaces de comunicaciones ópticas es importante conocer los distintos problemas que se presentan en cada una de las fases del proceso del transporte de la información como lo son la transmisión, la propagación, la amplificación y la recepción, que se muestra en la Figura 2.3.
21
Figura 2.3. Visión general de la mayoría de los problemas de transporte óptico. Tomado de [10]
22
2.2. MODULACIONES DIGITALES
Para transmitir la información a largas distancias es necesario hacer uso de técnicas que permitan la adaptación de la señal de información al medio, como lo es la modulación a una señal portadora con la información a transmitir, esta modulación se consigue modificando alguno de los parámetros que caracterizan una señal, como lo son la amplitud, la fase y la frecuencia. Según se modifique uno de estos parámetros determinará el tipo fundamental de modulación. A lo largo del desarrollo de los sistemas de comunicación, se ha buscado el uso eficiente del espectro, el cual es el recurso fundamental. Para esto se ha avanzado en las modulaciones de tipo digital, las cuales permiten reducir el ancho de banda de la señal modulada y a su vez permiten el uso de más canales en una banda de frecuencia. Además, estos tipos modulación permiten eficiencia de potencia, también se consigue que sean más robustos frente al ruido.
En cada uno de los procesos de modulación se hace uso de la portadora la cual es una señal sinusoidal que se representa de la siguiente manera:
= cos( + ) (2.1)
Donde representa la amplitud de la portadora, representa la frecuencia de la portadora y representa la fase de la portadora. Algunos tipos de modulación digital son ASK, APSK, FSK, PSK y
QAM, los cuales varían uno o dos parámetros de la señal portadora. En el presente documento se abordarán en profundidad las modulaciones PSK y QAM, las cuales son las de mayor uso en los sistemas de comunicaciones actuales.
2.2.1. PSK (Phase-Shift Keying)
La modulación por desplazamiento de fase (PSK) es un esquema de modulación digital que transmite los datos modificando o modulando la fase de una señal portadora. En esta modulación se hace uso de un número finito de fases los cuales representan un patrón único de bits que forma cada uno de los símbolos.
En el contexto de la modulación PSK la cantidad de símbolos se pueden extender a = donde n es un número entero. M=2 es BPSK, M=4 es QPSK, M=8 es 8PSK, M=16 es 16PSK y así sucesivamente.
BPSK
23 En BPSK la señal transmitida es = , con una fase resulta te ue es 0 o π radianes. El conjunto de señales está dado por en [14]
= { = − cos= cos , ", " "} < (2.2)
Figura 2.4. Modulación PSK. Tomado de [11]
Teniendo en cuenta que representa el tiempo de bit. Cada señal representada en ecuación (2.2) tiene una energía finita dada por
= (2.3)
Para representar las dos señales eléctricas, se utiliza una combinación lineal de dos funciones de base ortonormal ∅ y ∅ , pero sólo es necesario una dado que:
∅ =
24 La constelación de la señal transmitida se observa en la figura 2.5.
Figura 2.5. Constelación BPSK. Tomado de [12].
QPSK
Se caracteriza por el hecho de tener dos señales cos y sin las cuales son ortogonales en el intervalo [0, ] [14]. En este tipo de modulación los datos a transmitir se combinan en símbolos de dos bits que pueden ser 00, 01,10 o 11, lo que se ve reflejado en una modulación digital de gran ancho de banda. Al transmitir a la misma tasa de transmisión la ventaja de QPSK frente a BPSK se evidencia en la reducción del ancho de banda y un uso de menor potencia.
En la figura 2.6 se observa las constelaciones para una señal QPSK (izquierda) y una constelación
8PSK (derecha).
Figura 2.6. Constelaciones M-PSK. (izquierda) QPSK y (derecha) 8-PSK.
2.2.2. QAM (Quadrature Amplitude Modulation)
Es una modulación donde su amplitud varía al igual que su fase, Por lo que se puede ver como una técnica que combina ASK y PSK, en otras palabras, el mensaje es codificado tanto en amplitud como en fase de las portadoras.
25 clasifican diferentes técnicas dependiendo el valor del entero en = obteniendo así 8-QAM,
16-QAM, 64-QAM etc. Al aumentar el orden de la modulación se aumenta no solo los símbolos de la constelación si no la capacidad de transmitir más bits por cada símbolo lo que se refleja en una transmisión de información ocupando un ancho de banda menor.
La constelación QAM se destaca por que los símbolos de la señal se colocan sobre una cuadricula rectangular espaciada igualmente en amplitud a cada dirección en la figura 2.7 se observa la constelación para = , , , , .
Figura 2.7. Constelaciones M-QAM. Tomado de [12].
En la figura 2.8 se observa la forma de onda para una modulación digital QAM.
A diferencia de PSK, en este esquema de modulación la distribución entre símbolos en el plano I-Q es más clara y por lo tanto se reduce la probabilidad de bits erróneos. Las constelaciones M-QAM
son bidimensionales con dos funciones ortonormales dadas por [14]
∅� = √ cos , (2.5)
∅ = √ sin , (2.6)
26
= �,√ cos + , √ sin , , = , , … , (2.7)
Figura 2.8. Diagrama de operación de QAM. Tomado de [15]
La onda de la señal QAM también puede ser expresada como
= √ √ cos − , (2.8)
Donde
= √ �, + , = tan− ( ,
�. )
27
2.3. TASA DE ERROR DE BIT
La calidad de un sistema de comunicaciones depende de la semejanza de la información recibida en comparación con la información transmitida. Los sistemas para los cuales se aplica el BER (del inglés, Bit Error Rate) incluyen enlaces de radiofrecuencia, así como sistemas de datos de fibra óptica, Ethernet o cualquier sistema que transmita datos sobre una red de alguna forma en la que existan parámetros que causen degradación dela señal.
Así pues, cuando se transmiten datos en forma de bits y con la posibilidad de que estos sean afectados por diferentes efectos presentes en el medio, es necesario evaluar el rendimiento del sistema. De esta manera, el BER es la herramienta que nos permite evaluar este rendimiento. A diferencia de muchas otras formas de evaluación, el BER entrega un análisis de la totalidad del sistema; incluyendo el receptor, transmisor y el medio de propagación de la información.
El BER es la relación entre el número de bits erróneos en el receptor y una cadena de un número determinado de bits. Que se refleja en la siguiente ecuación:
= (2.10)
Donde es la cantidad de bits erróneos y el número total de bits transmitidos.
2.3.1. Factores Que Afectan La Tasa De Error De Bit
En general, la principal afectación que tiene el BER es debido al ruido presente en el sistema, por lo cual, es necesario mantener una relación señal a ruido (SNR, por sus siglas en inglés, Signal to Noise Ratio) alta y así mantener el BER muy pequeño. En el dominio óptico nos basamos en el OSNR (del inglés, Optical Signal to Noise Ratio).
Asimismo, en las comunicaciones ópticas existen múltiples aspectos que afectan directa e indirectamente la tasa de bits erróneos, entre ellos encontramos:
Dispersión cromática
Fluctuaciones de fase y frecuencia Atenuación de la fibra y de los conectores
Ruido propio del receptor, típicamente de los fotodiodos y ampliadores que necesitan responder a cambios pequeños y, como resultado, presentan niveles de ruido elevados
2.3.2. Probabilidad De Error De Bit (PEB)
28
= ( ) → ∞ (2.11)
Donde es la integral de todos los posibles valores del BER. Según [16], el PEB promedio se define como:
= ∫+∞ ⁄ (2.12)
Donde ⁄ es la probabilidad condicional de que se presente un bit erróneo, dado un SNR
instantáneo , el cual es definido por:
= (2.13)
29
2.4. SISTEMAS DE COMUNICACIONES ÓPTICOS
En las comunicaciones ópticas digitales es necesario un proceso en el cual se adecue una señal para su transmisión y posterior recepción; como se mencionó en el apartado 2.2. En este proceso se debe realizar el uso eficiente de los recursos, para garantizar la menor cantidad de errores en la señal transmitida y aumentar la capacidad de los canales de transmisión. En la figura 2.9 se muestran las diferentes etapas de un sistema comunicaciones ópticas.
Figura 2.9. Diagrama de bloques de un sistema de comunicaciones digitales.
Fuente de información:
En esta etapa la información que va a ser transmitida es convertida en una señal digital. En el caso de tener la información en una señal analógica será necesaria una conversión analógica digital.
Codificador de fuente:
Consiste en la asignación de símbolos y el formato de los mismos, esto dependerá del tipo de modulación que se utilice en el sistema.30 modulación; la modulación directa, en donde la intensidad de la fuente de luz es modificada directamente. Y la modulación externa, en la cual se hace uso de un modulador externo, que modifica alguna de las características de la luz.
Canal: Es el tipo de medio por el cual se va ser transmitida la señal modulada, en nuestro caso este canal, es la fibra óptica. En el momento de seleccionar el tipo fibra, se tiene en cuenta el rendimiento y alcance que se desea para una determinada tasa de bit.
Filtro receptor: Antes de realizar la detección de la señal es necesario filtrar, para eliminar el ruido ASE (del inglés, Amplified Spontaneus Emission) generado por la cadena amplificadores que posea el enlace. En la figura2.10 se observa el espectro de este tipo de ruido (traza verde).Figura 2.10. Espectro del ruido ASE.
Detector y demodulador digital: En esta etapa se realiza la conversión optoelectrónica y se recuperan y definen los respectivos símbolos según sea el tipo de modulación. Los dispositivos más comunes usados en esta etapa son:
31 cuales el diodo APD posee una mayor sensibilidad, pero requiere un voltaje de polarización alrededor de los 400 voltios.
Oscilador Local: Utilizado en la detección coherente, para hacer una reducción de frecuencia, o ú e te lla ada Downconverter .
Demodulador Digital: Realiza la traducción de los símbolos detectados en la correspondiente trama de bits.
33
CAPÍTULO 3. SISTEMAS DE DETECCIÓN DIRECTA
A lo largo de más de 40 años, la inmensa mayoría de los sistemas de comunicaciones ópticas ha transportado la información en la intensidad de la luz y su recuperación se ha conseguido a través de un simple fotodiodo encargado de realizar la conversión óptico-eléctrica. Por este motivo a estos sistemas se les bautizó con el nombre de sistemas IM/DD (Intensity Modulation and Direct Detection). [17]
Figura 3.1. Configuración típica de un sistema IMDD. Tomado de [17]
3.1. TRANSMISOR
La figura 3.1 muestra la arquitectura típica de un sistema IM/DD de larga distancia, la cual se ira desglosando a lo largo de esta sección. Los datos transmitidos modulan la intensidad de la portadora óptica, el formato de modulación más utilizado es on-off keying (OOK), en donde la portadora óptica varía entre encendido y apagado, dependiendo si el dato a transmitir es o . Esta modulación puede realizarse de dos formas: por modulación directa del láser semiconductor, o bien usando un modulador externo. La modulación directa es la más económica y simple puesto que solo necesita de la fuente de luz, el tipo de fuente más utilizado aquí son lo láseres semiconductores, pues al contrario de los láseres de onda continua que necesitan de un modulador externo, estos pueden ser modulados directamente. Pero este tipo de modulación es afectada por variaciones de la frecuencia de la portadora óptica con el tiempo, lo que provoca un ensanchamiento en el espectro de la señal transmitida, efecto llamado chirp. Debido a esta desventaja, en sistemas de alta velocidad y dispersión limitada se hace uso de moduladores externos.
34 transmisión de / , en ancho de haz en frecuencia seria aproximadamente de , lo que corresponde a un ancho de haz en longitud de onda de . para = . En la práctica es muy difícil tener un transmisor con ancho de haz angosto, pero con el uso de moduladores externos se puede hacer un acercamiento a la realidad. Para las fuentes ópticas el ancho de haz es denominada como Δ .
Relación de extinción: Los transmisores ópticos, no dejan de emitir luz completamente cuando un cero es transmitido. Este efecto es llamado relación de extinción (ER, por sus siglas en inglés). Este efecto indeseado se da tanto en la modulación directa como en la modulación externa. Y es definido por [24], como:
= (3.2)
Donde , es la potencia emitida por un y la potencia emitida por un . Por lo cual un transmisor ideal tendría un ER infinito. Este valor por lo general se entrega en . Valores típicos de ER para moduladores directos van desde a , mientras que para moduladores externos puede ser superior a . Dado que este es un valor finito, impone una penalidad en potencia. Dada por:
= +− (3.3)
3.1.1. Láseres
Los tipos de láseres más utilizados son el láser Fabry-Perot (FP) y el láser distributed feedback (DFB). Pero para enlaces de alta velocidad son preferidos el láser FP y el láser vertical-cavity surface- emitting (VCSEL) por su bajo costo. Para enlaces de baja velocidad (hasta / ) son usados los light-emitting diodes (LED), como fuente óptica. Los láseres FP, DFB y VCSEL son llamados láseres semiconductores o diodos láser, mientras que un LED no es un láser.
35
3.2. ENLACE
Tras el modulador, la luz pasa por un amplificador óptico para elevar la potencia de la señal al nivel requerido antes de ser lanzada a la primera parte del enlace. Durante el trayecto hacia el receptor, una cadena de EDFA (del inglés, Erbium Doped Fiber Amplifier) son usados periódicamente, en términos de la distancia, para compensar las pérdidas de potencia en cada sección del enlace. Estos amplificadores a la par de su proceso de amplificación, tendrá un proceso aleatorio de emisión espontánea sobre la señal transmitida que es el denominado ruido ASE. El cual, en la práctica con enlaces de largo alcance, que poseen la concatenación de varios amplificadores, llega a ser la componente de ruido eléctrico de mayor contribución en el receptor [18]. Además, en transmisiones solitónicas, los pulsos solitónicos serán perturbados aleatoriamente en amplitud y fase por su interacción no lineal con el ruido ASE, lo que se convertirá en una desviación de la distribución de tiempos de llegada, denominada Jitter [18].
36
3.3. RECEPTOR
Una vez la señal óptica llega al receptor, y antes de la fotodetección la señal óptica es pre amplificada por un amplificador óptico. Esto es debido a que la detección directa es afectada principalmente por el ruido térmico, como lo veremos más adelante en esta sección. Pero como ya lo hemos mencionado el uso de estos amplificadores trae consigo la aparición de un nuevo ruido en a la entrada del receptor, el ruido ASE. Este ruido está presente en cada modo de polarización y la potencia de este en cada modo de polarización está dada por [20], como:
= ℎ − (3.4)
Donde , es una constante llamada factor de emisión espontanea, es la ganancia del amplificador y el ancho de banda óptico. Dado que una fibra óptica monomodo, solo están los dos modos de polarización fundamental, la potencia total del ruido a la salida del amplificador es . El valor de depende del nivel de inversión de la población dentro del amplificador. Con inversión completa = , pero este valor es más alto, entre 2 a 5 para la mayoría de los amplificadores. Este ruido tiene un impacto en la detección de la señal recibida, pues el fotodetector producirá una corriente que es proporcional a la potencia incidente. La corriente será dada por:
= ℛ (3.5)
Donde ℛ es la responsividad del fotodetector, la ganancia de preamplificador y la potencia incidente en la entrada del preamplificador. En el proceso de detección son mezclados componentes del ruido espontaneo y la señal (ruido señal- espontaneo) y también se mezclan componentes de ruido espontaneo consigo mismo (ruido espontáneo-espontáneo). Dado que la corriente es proporcional a la potencia incidente, y a su vez la potencia es proporcional al cuadrado del campo eléctrico, las componentes del ruido serán bastante altas, sin tener en cuenta las componentes del ruido térmicos y shot. Por lo cual es necesario tener una ganancia en el amplificador lo suficientemente grande (mayor a ), para así poder despreciar las componentes del ruido térmico y shot respecto a las componentes del ruido señal-espontaneo y espontaneo-espontaneo. El ruido espontaneo-espontaneo puede ser disminuido con la reducción del ancho de banda óptico , por lo que la componente de ruido que más influye es el ruido señal-espontaneo. La forma de medir el ruido de los amplificadores es conocida como la figura de ruido , que es la relación entre la señal a ruido a la entrada del amplificador y la señal a ruido a la salida del amplificador. En el mejor de los casos, amplificadores de bajo ruido, la señal a ruido es de , de lo contrario los valores típicos van desde a .
37 que deja un hueco en la banda de valencia. Cuando un voltaje externo es aplicado al semiconductor estos pares electrón-hueco generan una corriente eléctrica, llamada fotocorriente [20]. Este principio se ilustra en la figura3.3.
Un principio de la mecánica cuántica es que cada electrón puede absorber solo un fotón, para pasar entre niveles de energía. El fotón incidente debe tener una energía por lo menos igual al nivel de energía del gap , para poder generar la fotocorriente.
ℎ =ℎ (3.6)
Tabla 3.1. Energía de Gap y longitud de onda de corte para varios tipos de material semiconductor.
Material
. .
. .
. .
. .
. . As . .
− . . − . − . . − .
Figura 3.3. Principio básico de la fotodetección usando un semiconductor. Tomado de [20].
38
= = − −� (3.7)
Los fotodetectores son caracterizados por su responsividad ℛ. Que es la relación entre la corriente promedio que se genera respecto a la potencia incidente.
ℛ = [ ⁄ ] (3.8)
En la práctica con efectividades cercanas a 1, se pueden tener responsividades de ⁄ en la banda de . y . ⁄ en la banda de . . Pero el uso de un bloque semiconductor como fotodetector no alcanza grandes eficiencias, para mejorar la eficiencia es necesario imponer un campo eléctrico lo suficientemente fuerte en la región donde los electrones son generados. Esto se logra usando un semiconductor de unión PN, en lugar de un bloque semiconductor homogéneo y aplicando un voltaje inverso de polarización. Este tipo de fotodetectores es llamado fotodiodo. Hay dos tipos de fotodiodos.
3.3.1. Fotodiodo PIN
Para mejorar la eficiencia del fotodiodo se introduce un pequeño dopaje semiconductor intrínseco entre los semiconductores tipo P y tipo N, por esto recibe el nombre de fotodiodo PIN. El ancho de las regiones tipo P y tipo N son pequeñas en comparación con la región intrínseca, por lo que la mayoría de la luz absorbida se sitúa en esta región, de forma que se incrementa la eficiencia y la responsividad del fotodiodo. Además, puede seleccionarse los semiconductores para las regiones que sean transparentes en la longitud de onda de interés.
3.3.2. Fotodiodo APD
Dado que la responsividad de los fotodetectores están limitadas prácticamente a generar un electrón por cada fotón incidente. Pero si la generación de electrones está sujeta a la intensidad del campo eléctrico, si la intensidad de campo es lo suficientemente grande para que más electrones pasen de la banda de valencia a la banda de conducción. Así el segundo par de electrón-hueco puede generar más pares de electrón-hueco. Este proceso es conocido como efecto avalancha. Por lo que este tipo de fotodiodos son llamados fotodiodos de avalancha o APD.
39 Como hemos visto el proceso de demodulación es bastante simple, podría decirse que es un o teo de foto es [20], pero también existen varias deficiencias en el sistema. Por un momento analizaremos el sistema sin estas deficiencias, y de esta forma tener un punto de referencia con el cual contrastar los demás resultados. El receptor básicamente se mantiene observando si hay presencia o ausencia de luz durante un tiempo de bit y según se presente este decidirá si es un 1 lo que se ha transmitido, cuando hay luz en el receptor, o un 0 en ausencia de la luz. Esto es lo que conocemos como detección directa. Aun en este el caso ideal el receptor no se puede considerar libre de errores, pues los fotones llegan al receptor de forma aleatoria. Un haz de luz que llega al receptor con una potencia puede ser considerada como una corriente de fotones que llegan con una tasa promedio de ⁄ℎ . Donde ℎ es la constante de Planck . × − ⁄ . Por lo que el receptor determinará que bit ha sido transmitido, 1 o 0, según la cantidad de fotones que lleguen en un intervalo de bit ⁄ . Aquí es la tasa de bit. Entonces la probabilidad de que lleguen al receptor fotones es dada por:
− ⁄ℎ� (ℎ )
!
(3.9)
De la ecuación (3.6), podemos ver que la probabilidad de que lleguen 0 fotones es − ⁄ℎ� . Y si
asumimos que existe la misma probabilidad de que llegue un 1 o un 0, la tasa de error de bit seria:
= − ⁄ℎ� (3.10)
Donde ⁄ℎ representa el número promedio de fotones que llegan en un bit. Nótese que para tener un BER de − , es necesario que lleguen en promedio 27 fotones por bit. Este sería nuestro caso ideal, pero como ya hemos visto el receptor es afectado por 3 ruidos diferentes, el ruido de disparo o shot, el ruido térmico y el ruido ASE.
Una vez se ha realizado la conversión del dominio óptico al eléctrico, se tiene un amplificador
front-end, pues la corriente generada por el fotodiodo es muy débil y se hace uso de este amplificador para da una ganancia a esta corriente. Existen dos tipos de amplificadores front-end
que son amplificador front-end de alta impedancia y de transimpedancia, sus circuitos equivalentes se pueden observar en la figura3.4. En ambos casos la capacitancia representa la capacitancia de entrada del amplificador y otras capacitancias parasitas.
40
= + (3.11)
Donde es la ganancia del amplificador. El ancho de banda se incrementa para el mismo valor de resistencia de carga del caso anterior. Por lo cual este tipo de amplificadores es preferido sobre el amplificador de alta impedancia.
Otra consideración sobre el amplificador front-end es su rango dinámico. Pues en muchos enlaces de comunicaciones ópticas los niveles de potencia varían. El amplificador de transimpedancia tiene un alto rango dinámico respecto al amplificador de alta impedancia, por lo cual es más usado el amplificador de transimpedancia en la mayoría de los enlaces.
Figura 3.4. (a) Circuito equivalente de un amplificador front-end de alta impedancia. (b) Circuito equivalente de un amplificador front-end de transimpedancia. Tomado de [20].
43
CAPÍTULO 4. COMUNICACIONES ÓPTICAS COHERENTES.
Los sistemas ópticos basados en detección directa tienen la ventaja de ser una arquitectura simple y económica de implementar. Aunque, la detección directa solamente es sensible a variaciones en la intensidad de la portadora óptica, de manera que los datos que estén modulados en la frecuencia o la fase de la portadora no podrán ser recuperados. Por lo tanto, si se desea trabajar con este tipo modulaciones, es necesario un tipo de detección diferente que sea capaz de detectar las variaciones en la fase y en la frecuencia de la portadora. Es por esto que se impulsó el desarrollo de la detección coherente en las comunicaciones ópticas, ligado también con el interés de tener un aumento de la sensibilidad en el receptor.
El término de comunicaciones ópticas coherentes se emplea con el fin de caracterizar cualquier técnica que haga uso en recepción del mezclado no lineal entre dos portadoras ópticas. Normalmente, una de ellas es la que lleva la información, mientras que la otra es una señal generada localmente en el receptor. La detección y el mezclado de ambas se llevan a cabo en un fotodetector convencional. El resultado será la modulación de la fotocorriente a una frecuencia igual a la diferencia entre las dos señales incidentes [17].
Hoy en día, las redes ópticas troncales funcionan a una tasa de bits de 100 Gbps utilizan la detección coherente y la multiplexación por división de polarización. Los sistemas de detección coherentes permiten la transmisión de formatos M-arios de modulación de amplitud en cuadratura (M-QAM), lo que aumenta la eficiencia espectral (SE, por sus siglas en ingles) de la transmisión óptica [21].
La alta sensibilidad, la flexibilidad de los formatos de modulación y una mayor selectividad son las principales ventajas que ofrece el sistema óptico coherente, aunque, estas ventajas vienen a costa de un diseño complejo. La complejidad del diseño se atribuye a la interferencia entre símbolos, el ruido de fase (también conocido como ancho de línea del láser) y la diferencia de frecuencia entre los láseres. Para tener una recuperación fiable de los datos, la fase de la portadora y el oscilador local deben estar sincronizados. La sincronización de la portadora puede realizarse bien en el dominio eléctrico o en el dominio óptico. La sincronización de la portadora en el dominio óptico basado en el uso de un OPLL (del inglés, Optical Phase Locked Loop) es propenso a causar inestabilidad del laso y la degradación del rendimiento. La inestabilidad del laso, la degradación de la varianza del error de fase y la degradación del rendimiento se atribuyen a la propagación de la señal y a los retrasos en el tiempo de subida causados por los componentes ópticos y las interconexiones en el OPLL [22].
44 transmisor. Como estos láseres tienen anchos de línea finitos, su fase relativa se desvía con el tiempo y los resultados conllevan a un fenómeno que conocemos como ruido de fase [23].
Ahora bien, a pesar de la multitud de desafíos, un sistema de detección coherente comparado con el sistema de detección directa posee grandes ventajas en cuanto al incremento de sensibilidad del receptor, la compatibilidad con un mayor número de formatos de modulación de mayor complejidad, por lo cual las modulaciones en fase y en polarización (DPSK, DQPSK y DP-QPSK), lo que se traduce en una mayor SE, que, al ser combinado con WDM, genera un incremento de la capacidad del canal.
La detección simultánea de la amplitud, fase y polarización de la señal óptica permite obtener información más detallada, lo que aumenta la tolerancia a las deficiencias de la red, tales como la dispersión cromática, y mejorar el rendimiento del sistema y un mejor rechazo a la interferencia de canales adyacentes en sistemas DWDM, permitiendo que más canales sean empaquetados dentro de la banda de transmisión [9].
La figura 4.1 representa un sistema óptico que emplea detección coherente en el receptor. Muestra las diferencias respecto al sistema de detección directa que se muestra en la Figura 3.1. Una de las principales diferencias se observa en la etapa de transmisión, dado que con esta técnica los datos pueden modular tanto a la amplitud, fase o la frecuencia de la portadora óptica.
Figura 4.1. Sistema óptico con detección coherente. Tomado de [17].
La segunda diferencia que se representa respecto a los sistemas de detección directa es que en el receptor de la señal óptica recibida se mezcla con un LO para trasladar la frecuencia de la portadora óptica a una frecuencia inferior o directamente a la banda base de la señal original. A esta frecuencia resultante se le denomina frecuencia intermedia.
ω
�= ω
c− �
LO(4.1)
45 distintas, y la frecuencia intermedia resultante es superior a la tasa de símbolo , el sistema coherente recibe el calificativo de heterodino. Finalmente, si el valor de dicha frecuencia intermedia es inferior a la tasa de símbolo, el sistema se conoce como sistema coherente intradino.
Otra distinción de los sistemas coherentes está dada por si estos son capaces de recuperar o no la portadora óptica, así entonces el receptor puede ser coherente síncrono o asíncrono
respectivamente. Así lo receptores ópticos coherentes asíncronos no poseen el bloque OPLL o AFC
46
4.1. TRANSMISOR
Como ha sido mencionado, uno de los beneficios de los sistemas coherentes es el hecho que estos puedan detectar la información que esta modulada tanto en fase como en frecuencia. Este beneficio que presta la detección coherente permite manejar formatos de modulación avanzados. Los cuales reducen el ancho de banda óptico lo que reduce la penalidad en potencia para mantener un OSNR y aumentan la capacidad de los sistemas que al ser unidos con WDM son una opción verdaderamente útil para los prestadores de servicios en cuanto a capacidad. Pero además de estas ventajas, estos formatos de modulación son más fuertes frente a problemas de CD y
PMD. Es la transmisión de símbolos y no de bits la que reduce el ancho de banda óptico, para esto son realmente útiles los esquemas M-arios o multinivel, pero esto tiene una limitación con la cantidad de símbolos M, puesto que al aumentar el valor de M disminuye la diferencia entre las amplitudes, frecuencias o fases de los símbolos según el tipo de modulación, lo que se traduce en un aumento en la vulnerabilidad frente al ruido y distorsiones de fase debidas a la trasmisión [9]. Estos formatos de modulación avanzados para ser comprendidos en su totalidad se salen del enfoque de esta tesis, pero hay una breve introducción en la sección 2.2. Aparte de estos hay unos muy importantes que son los formatos de modulación en polarización, lo cuales se refieren básicamente a la combinación de dos señales ópticas con la misma frecuencia, pero con polarizaciones ortogonales. Estas señales son independientes, pero se obtienen de un mismo láser transmisor y cada señal es modulada para transportar la mitad de la información, lo que reduce aún más el ancho de bando óptico necesario [9]. El modulador Mach-Zehnder tiene un buen rendimiento para controlar las modulaciones y la posibilidad de modular independientemente la intensidad y la fase de la portadora óptica, por estas características y otras que se verán en la siguiente sección es el modulador preferido para las modulaciones avanzadas.
4.1.1. Modulador
Como ya se ha descrito, hay dos tipos de formas para hacer una modulación en el dominio óptico, la modulación directa y la modulación externa. En este apartado hablaremos acerca de la modulación externa, puesto que es la que permite modular tanto la amplitud como la fase de la portadora según la información definida en el dominio eléctrico.
Todos los moduladores externos empleados se basan en la variación que sufren las propiedades de un material con la aplicación de determinadas señales de distinta naturaleza. Los dos tipos más empleados son los electroópticos (EOM) y los de electroabsorción (EAM). En los moduladores electroópticos es una señal eléctrica la que origina un cambio en el índice de refracción del material. Los de electroabsorción están basados en la absorción de luz cuando ésta atraviesa un semiconductor y sobre éste actúa un campo eléctrico.
47 cristal electroóptico con la adecuada orientación puede modular la fase y la intensidad de la señal óptica con una tensión aplicada en la dirección correcta. El Niobato de Litio es el cristal electroóptico más común usado para fabricar moduladores externos de tipo electroóptico [28]. Un modulador externo de amplitud generalmente provee de una mejor calidad a la señal generada y llega a velocidades de transmisión donde la modulación directa se queda corta, lo que convierte a estos dispositivos en elementos fundamentales en las redes ópticas de alta capacidad. Los interferómetros están constituidos por dos acopladores direccionales de interconectados a través de dos trayectorias de diferentes longitudes. Se puede entender su principio básico de funcionamiento a partir de una señal entrante al dispositivo la cual, después de pasar por el primer acoplador direccional, su potencia de entrada es dividida por igual entre los dos brazos del
MZI (del inglés, Mach-Zehnder Interferometer), pero la señal en un brazo tiene un desplazamiento de fase de / con respecto al otro. Específicamente, la señal en el brazo inferior se retrasa respecto al brazo superior en fase por / . Dado que existe una diferencia de longitud de � entre los dos brazos, hay un retraso de fase adicional de � introducido en la señal en el brazo inferior. En el segundo acoplador direccional, la señal procedente del brazo inferior sufre otro retardo de fase de / al ir a la primera salida con relación a la señal desde el brazo superior. Por lo tanto, la diferencia de fase relativa total en la salida superior entre las dos señales es de / +
� + / . En el acoplador direccional, al pasar a la segunda salida, la señal desde el brazo
superior retrasa la señal del brazo inferior en fase por / . Por lo tanto, la diferencia de fase relativa total en la segunda o menor salida entre las dos señales es / + � − / = � [20].
Figura 4.2. Modulador con estructura interferométrica Mach-Zehnder. Tomada de [25]
La figura 4.2 muestra un modulador de amplitud basado en una estructura interferométrica Mach-Zehnder. La señal óptica de entrada es dividida en dos caminos por una unión en Y. En el ejemplo de la figura 4.2 se controla el desfase introducido en la rama inferior, de manera que se controla la interferencia generada en la unión en Y de salida. Consecuentemente, se obtiene una señal cuya amplitud y fase dependerá del desfase introducido entre ambas ramas del interferómetro, es
48 modulador de un máximo a un mínimo de transferencia de potencia es justamente �. La expresión general analítica que relaciona con viene dada por la siguiente ecuación:
= { [ +
� ] + [
−
� ]} (4.3)
Figura 4.3. Función de transferencia de un modulador Mach-Zehnder. Tomado de [27].
Donde es el coeficiente chirp del modulador y es la señal eléctrica moduladora. La relación entre las intensidades de entrada y salida, | | y | | , es la función de transferencia y es independiente del coeficiente chirp del modulador. Si el coeficiente chirp no es nulo, tanto la amplitud como la fase de la portadora óptica son moduladas por la señal . Gracias a ello un modulador de amplitud MZI puede ser empleado tanto para generar modulaciones de intensidad como modulaciones de fase.
Existen tres estructuras diferentes de acoplo de la señal eléctrica moduladora a la guía óptica: x-cutsingle-drive, z-cut single-drive, z-cut dual-drive. Cada estructura difiere de las demás según la simetría que haya entre los ejes del cristal de (Niobato de litio).
El modulador x-cut single se caracteriza por presentar un factor chirp nulo que posee la ventaja de que fluctuaciones en la amplitud de la señal moduladora no se traducen en fluctuaciones en la fase de salida y por lo tanto evitamos un ensanchamiento innecesario del espectro óptico [30]. La desventaja de esta estructura es que cuando es usado como modulador de fase solo puede generar señales BPSK.
Usando la estructura z-cut entramos en el grupo de moduladores de factor chirp no nulo. La estructura single-drive presenta un chirp fijo, típicamente con un valor de ± . . Sin embargo, el modulador dual-drive tiene un coeficiente chirp ajustable. De acuerdo con [26], para un modulador con geometría exactamente igual para ambos brazos el chirp se da en términos de los voltajes aplicados a cada uno de los brazos
= +− (4.4)
49
= [ (
�) + ( �)] (4.5)
Aunque el chirp conlleva un ensanchamiento del espectro óptico, también permite generar más valores en la fase del campo óptico de salida. La gran ventaja del dual-drive es que es un modulador polivalente: podemos usarlo como simple modulador de amplitud con cero-chirp si las tensiones son opuestas ( 1 = − 2), o bien puede ser empleado como un modulador de fase multinivel para generar señales M-PSK y M-QAM.
Otro tipo de modulador bastante útil es el modulador de fase, el cual como su nombre lo indica hace posible la modulación de la fase de la luz. Este modulador se basa en el efecto lineal electróptico, el índice de refracción efectivo del modo depende linealmente de la tensión externa aplicada desde unos electrodos de longitud . De esta forma el desfase introducido
en el campo eléctrico de entrada será
= Δ [ ]� =
�
(4.6)
Donde Δ [ ] describe la variación del índice de refracción efectivo con la tensión aplicada y � es la tensión de conmutación necesaria para un desfase de radianes. Este valor de tensión dependerá de las dimensiones y características del material de construcción del modulador, con valores en la práctica próximos a . El campo eléctrico a su salida será
= � � (4.7)
Figura 4.4. Esquema de un modulador de fase óptico integrado. Tomado de [18].
50
Figura 4.5. Esquema de un modulador IQ integrado. Tomado de [18].
4.2. RECEPTOR
4.2.1. Principios de la detección coherente
Esta sección describe el funcionamiento básico de la detección óptica coherente. Se presenta cómo el receptor coherente mide la amplitud compleja de la señal óptica, la sensibilidad está limitada por el ruido shot y cómo la información sobre y en los estados de polarización puede extraerse mediante el uso de la diversidad de polarización. En la figura 4.6, se presenta la configuración básica de un receptor coherente.
Figura 4.6. Configuración de un receptor coherente. Tomada de [3].
El concepto fundamental detrás de la detección coherente es tomar el producto de los campos eléctricos del haz de luz modulada que incide en el receptor y del oscilador local de onda continua (CW, por sus siglas en inglés, continuos wave). Así la señal óptica que incide desde el transmisor es:
= exp � (4.8)
51
= exp � (4.9)
Donde es una amplitud constante de esta señal compleja y � la frecuencia angular de LO. Obsérvese que las amplitudes complejas y están relacionadas con la potencia de la señal
, y la potencia de LO , por = | | ⁄ y = | | ⁄ respectivamente.
La detección balanceada es utilizada en el receptor coherente como un medio para suprimir el componente de DC y maximizar la fotocorriente de la señal. Este tipo de receptor se basa en el uso de un acoplador óptico de que añade un cambio de fase de ° a la señal o al LO, entre los dos puertos de salida. Cuando la señal y LO tienen la misma polarización, los campos eléctricos incidentes en los fotodiodos superior e inferior están definidos como:
=
√ + (4.10)
=
√ − (4.11)
Y las fotocorrientes de salida se escriben como
= ℛ [ { exp � + exp � responsitividad del fotodiodo dado como, tomada desde la ecuación (3.8)
52 Donde ℎ representa la constante de Planck, la carga del electrón, y la eficiencia cuántica del fotodiodo. Asumiendo que los dos fotodiodos tienen la misma responsividad, la salida del detector balanceado se da entonces como
= − = ℛ√ cos{�� + + } (4.15)
es siempre constante y incluye sólo el ruido de fase que varía en el tiempo.
4.2.2. Estructuras básicas coherentes
Receptor simple
En la figura 4.7 se observa la estructura de un receptor coherente simple, el cual cuenta con un único fotodiodo (estructura single-branch). El mezclado de la señal óptica recibida con el oscilador local se realiza por medio de un acoplador de y °.
Figura 4.7. Estructura de un receptor coherente simple. Tomado de [17].
La señal recibida sin tener en cuenta ningún tipo de ruido ha sido descrita por la ecuación(4.8), la nueva expresión de esta señal que tiene en cuenta el ruido es:
= [ + ] �� (4.16)
En este caso el ruido predominante será el ruido ASE. Mientras que en el oscilador local el ruido de más influencia será el ruido RIN por lo que la señal estará dada como:
= [ + ] � � (4.17)
Entonces el campo eléctrico a la entrada del fotodiodo es similar a la ecuación (4.10). Y la fotocorriente a la salida del fotodetector será:
53 Dado que las contribuciones de los ruidos shot y térmico pueden ser ignorados en recepción la fotocorriente seria:
=ℛ{[ + ] + [ + ] } + ℛ ∗ cos �� + +
+ ℛ ∗ {[ + ] ��� } (4.19)
De la ecuación (4.19) el primer sumando tiene en cuenta el ruido RIN del oscilador local y el ruido
ASE, mientras que con el ultimo sumando esta la mezcla entre el ruido RIN de LO y la intensidad de la señal recibida y la mezcla entre el ruido ASE y la intensidad del LO, por lo cual el único termino útil es el sumando de la mitad, el cual es la mezcla entre el oscilador local y la señal recibida, pues los demás son diversas componentes de ruido, por lo que se buscara eliminarlos. Si �� = , sistemas homodinos, la potencia de la señal será:
= ℛ (4.20)
Mientras que con un sistema heterodino la potencia de la señal recibida será menor:
=ℛ (4.21)
Si el sistema en que se trabaja los ruidos predominantes son el ruido shot y el ruido térmico, la detección homodina tendrá un mejor rendimiento frente a la heterodina. Pero el ruido predominante sería el ruido ASE, la detección heterodina puede llegar a tener el mismo rendimiento que la homodina a pesar de tener la mitad de potencia. Pues en la detección heterodina puede ser elegida la frecuencia intermedia y el ancho de banda del filtro de recepción de tal forma que el espectro del ruido en las frecuencias negativas no se solape con el espectro del ruido de las frecuencias positivas, para no duplicar la potencia de ruido dentro de la banda de datos. Mientras que en una detección homodina, si bien se tiene el doble de la potencia que, en una heterodina, la potencia del ruido también lo es, ya que el espectro del ruido de las frecuencias negativas siempre se solapara con el espectro de las frecuencias positivas.
El OSNR del oscilador local debe ser mucho mayor que la OSNR de la señal recibida. De lo contrario el receptor estará dominado por los ruidos del oscilador local. Pero, aunque se cumpla esta condición, los ruidos presentes en el oscilador local pueden llegar a ser una gran limitación en este tipo de receptores coherentes. Para eliminar estos impedimentos se utiliza el receptor balanceado.
Receptor balanceado
54
Figura 4.8. Estructura de un receptor coherente balanceado. Tomado de [17].
El campo eléctrico a la entrada del fotodiodo superior está dado por la ecuación (4.10), mientras que el campo eléctrico del fotodiodo inferior está dado por la ecuación (4.11). Las fotocorrientes en una descripción real están dadas por las ecuaciones (4.12) y (4.13) cada una de la cuales tendrán la adición del ruido shot y térmico, similar a la fotocorriente del receptor simple. Como se observa en la ecuación 4.15, la corriente de salida de la estructura balanceada es la resta entre la corriente y , con las componentes de ruido.
= − = ℛ ∗ { ∗ ∗ } + ℎ + é (4.22)
Aunque estos ruidos pueden ser despreciados ya que el ruido predominante en el sistema será el ruido ASE. Por lo cual la fotocorriente del receptor balanceado, con los componentes del ruido en el LO y la señal recibida, será:
= ℛ cos{�� + + } + ℛ
∗ {[ + ] ��� } (4.23)
El primer sumando de la ecuación (4.23) contienen los datos transmitidos, mientras que en el segundo sumando lo componen las combinaciones entre el LO y el ruido ASE y la intensidad de la señal recibida con el ruido RIN del LO. Si comparamos la ecuación (4.23) con la ecuación (4.19), en esta última ecuación se ha logrado eliminar el ruido RIN del oscilador local, la mezcla del ruido ASE
con la señal recibida. Además de que la amplitud de la fotocorriente es el doble en la ecuación (4.23) que en la (4.19).
Si se despreciara el ruido del LO y el ruido térmico, el rendimiento del receptor simple y el receptor balanceado seria el mismo, si se tiene con el receptor simple (sea homodino o heterodino) un filtro que, en su acho de banda, no permita que se solapen el ruido de frecuencias positivas y negativas.
Receptor en cuadratura
55 componente en cuadratura (Q). También puede emplearse una estructura single-branch, pero como ya vimos la estructura balanceada presenta un mejor rendimiento.
El caso de un receptor homodino será estudiado en la sección 4.2.4 el cual también puede ser configurado para que funcione como un receptor heterodino. Teniendo en cuenta la misma condición del filtro de recepción. En el caso de hacer uso en conjunto de la recepción heterodina con un sistema DWDM, se pude tener un problema: si dados dos canales del sistema DWDM con frecuencias portadoras y , sus frecuencias intermedias pueden llegar a coincidir, si:
�� = � − � = � − � (4.24)
La primera solución al problema sería asegurar una banda de guarda entre portadoras de �� , para que la banda real � e imagen � no se solapen en el receptor. Pero esto va en contra del objetivo del uso de un sistema DWDM de aumentar la eficiencia espectral. [17]
Figura 4.9. Receptor heterodino en cuadratura con rechazo de la banda imagen. Tomado de [17].
Otra opción se muestra en la figura 4.9, la cual consiste en emplear el receptor en cuadratura, pero con una etapa eléctrica adicional que evitara que se solape la banda real y la banda imagen. Dado que es un caso heterodino se hace uso de un bloque AFC, para que siga en frecuencia a la señal óptica de entrada. Si las dos señales entrantes son:
= �� +�� (4.25)
= �� +�� (4.26)
Las fotocorrientes de cada componente de la modulación, sin considerar los términos de ruido asociados serán:
56
= ℛ sen[ � − � + ] − ℛ cos[ � − � − ] (4.28)
El acoplador de radio frecuencia de tiene parámetros
=
√ [ − ] (4.29)
Por lo cual las corrientes de cada una de las componentes IQ sin solapamiento de las bandas real e imagen, de dos canales DWDM serán:
= √ ℛ cos[ � − � + ] (4.30)
� = √ ℛ cos[ � − � + ] (4.31)
De esta forma se evita el solapamiento de datos de ambos canales DWDM, pero además se consigue rechazar el ruido del otro canal.
4.2.3. Receptores heterodinos
La detección heterodina se refiere al caso en que |�� | ≫ � / , donde � es el ancho de banda de la modulación de la portadora óptica determinado por la tasa de símbolos.
