5-1 INTRODUCCIÓN
Un controlador automático compara el valor real de la salida de una planta con la entrada de referencia (el valor deseado), determina la desviación y produce una señal de control que reducirá la desviación a cero o a un valor pequeño. La manera en la cual el controlador automático produce la señal de control se denomina acción de control.
En este capítulo analizaremos primero las acciones de control básicas que se usan en los sistemas de control industriales. Después revisaremos los efectos de las acciones de control integral y derivativa en la respuesta del sistema. A continuación consideraremos la respuesta de sistemas de orden superior. Cualquier sistema físico se volverá inestable si alguno de los polos en lazo cerrado se encuentra en el semiplano derecho del plano Para verificar la exis-tencia o inexisexis-tencia de polos en el semiplano derecho del plano, es útil el criterio de estabilidad de Routh. En este capítulo incluiremos un análisis de este criterio de estabilidad. Muchos controladores automáticos industriales son electrónicos, hidráulicos, neumáti-cos o alguna combinación de éstos. En este capítulo presentamos los principios de los con-troladores neumáticos, hidráulicos y electrónicos.
El panorama del capítulo es el siguiente: la sección 5-1 presentó el material de introduc-ción. La sección 5-2 ofrece las acciones básicas de control que suelen usar los controladores automáticos industriales. La sección 5-3 analiza los efectos de las acciones de control inte-gral y derivativa sobre el desempeño de un sistema. La sección 54 aborda los sistemas de or-den superior y la sección 5-5 trata el criterio de estabilidad de Routh. Las secciones 5-6 y 5-7 analizan los controladores neumáticos e hidráulicos, respectivamente. En ellas se presenta el principio de la operación de los controladores neumáticos e hidráulicos y los métodos para generar diversas acciones de control. La sección 5-8 trata los controladores electrónicos que
usan los amplificadores operacionales. La sección 5-9 analiza el adelanto de fase y el atraso de fase en la respuesta senoidal. Se obtiene la función de transferencia senoidal y se mues-tra el adelanto de fase y el amues-traso de fase que pueden ocurrir en la respuesta senoidal. Por úl-timo, en la sección 5-10 tratamos los errores en estado estable en las respuestas de un sistema.
5-2 ACCIONES BÁSICAS DE CONTROL
En esta sección analizaremos los detalles de las acciones básicas de control que utilizan los controladores analógicos industriales. Empezaremos con una clasificación de los contro-ladores analógicos industriales.
Clasificación de los controladores industriales. Los controladores industriales se clasifican, de acuerdo con sus acciones de control, como:
1. De dos posiciones o de encendido y apagado 2 . Proporcionales
3. Integrales
4 . Proporcionales-integrales 5. Proporcionales-derivativos
6. Proporcionales-integrales-derivativos
Casi todos los controladores industriales emplean como fuente de energía la electricidad o un fluido presurizado, tal como el aceite o el aire. Los controladores también pueden clasi-ficarse, de acuerdo con el tipo de energía que utilizan en su como neumáticos, hidráulicos o electrónicos. El tipo de controlador que se use debe decidirse con base en la natu-raleza de la planta y las condiciones operacionales, incluyendo consideraciones como se-guridad, costo, disponibilidad, confiabilidad, precisión, peso y tamaño.
Controlador automático, actuador y sensor (elemento de medición). La figura
5-1 es un diagrama de bloques de un sistema de control industrial que consiste en un controlador automático, un actuador, una planta y un (elemento de medición). El controlador detecta la señal de error, que por lo general, está en un nivel de potencia muy bajo, y la amplifica a un nivel lo suficientemente alto. La salida de un controlador automático se alimenta a un actuador, tal como un motor 0 una neumáticos, un motor hidráulico, 0 un motor (El
Controlador automático Detector de errores
Figura 5-1
Diagrama de bloques de un sistema de control industrial, formado por un controlador
automático, un actuador, una planta y un sensor (elemento de medición). , salida Planta , de error Sensor
tuador es un dispositivo de potencia que produce la entrada para la planta de acuerdo con la señal de control, a fin de que la señal de salida se aproxime a la señal de entrada de referencia.)
El
sensor, o elemento de medición, es un dispositivo que convierte la variable de salida en otra variable manejable, tal como un desplazamiento, una presión, o un voltaje, que pueda usarse para comparar la salida con la señal de entrada de referencia. Este elemento está en la trayectoria de realimentación del sistema en lazo cerrado. El punto de ajuste del controlador debe convertirse en una entrada de referencia con las mismas unidades que la señal de realimentación del sensor o del elemento de medición.Controladores autooperados.
En la mayor parte de los controladores automáticos industriales, se usan unidades separadas para el elemento de medición y el Sin em-bargo, en algunos muy sencillos, como los controladores autooperados, estos elementos se integran en una unidad. Los controladores autooperados utilizan la potencia desarrollada por el elemento de medición, son muy sencillos y poco costosos. Un ejemplo de un contro-lador autooperado aparece en figura 5-2. El punto de ajuste lo determina la modificación de la fuerza del resorte. El diafragma mide la presión controlada. La señal de error es la fuerza neta que actúa sobre el diafragma. Su posición determina la apertura de la válvula.La del controlador autooperado es la siguiente: suponga que la presión de salida es más baja que la presión de referencia, determinada por el punto de ajuste. Por tanto, la fuerza de tensión hacia abajo es mayor que la fuerza de presión hacia arriba, lo cual produce un movimiento hacia abajo del diafragma. Esto aumenta la velocidad de flujo y eleva la presión de salida. Cuando la fuerza de presión hacia arriba es igual a la fuerza de tensión hacia abajo, el vástago de la válvula permanece estacionario y el de flujo es cons-tante. Por el contrario, si la presión de salida es más alta que la presión de referencia, la apertura de la válvula se hace más pequeña y reduce el flujo que pasa a través de ella. Los controladores autooperados se usan mucho en el control de la presión del agua y el gas.
Acción de control de dos posiciones o de encendido y apagado (on/off).
En un sistema de control de dos posiciones, el elemento de actuación tiene dos posiciones fijas que, en muchos casos, son simplemente encendido y apagado. El control de dos posi-ciones o de encendido y apagado es relativamente simple y barato, razón por la cual su uso es extendido en sistemas de control tanto industriales como domésticos.Supongamos que la señal de salida del controlador es u(t) y que la señal de error es e(t). En el control de dos posiciones, la señal u(t) permanece en un valor ya sea máxi-mo o mínimáxi-mo, dependiendo de si la señal de error es positiva o negativa. modo,
Punto de ajuste
de la
Figura 5-2
Controlador autooperado.
= para e(t) 0 = para e(t) 0
en donde y son constantes. Por lo general, el valor mínimo de es cero o Es común que los controladores de dos posiciones sean dispositivos eléctricos, en cuyo caso se usa extensamente una válvula eléctrica operada por solenoides. Los controladores neumáticos proporcionales con ganancias muy altas funcionan como controladores de dos posiciones en ocasiones, se denominan controladores neumáticos de dos posiciones.
Las figuras y (b) muestran los diagramas de bloques para dos controladores de dos posiciones. El rango en el que debe moverse la señal de error antes de que ocurra la conmutación se denomina brecha diferencial. En la figura se señala una brecha dife-rencial. Tal brecha provoca que la salida del controlador conserve su valor presente hasta que la señal de error se haya desplazado ligeramente más allá de cero. En algunos ca-sos, la brecha diferencial es el resultado de una fricción no intencionada y de un movimiento perdido; sin embargo, con frecuencia se provoca de manera intencional para evitar una
ope-ración demasiado frecuente del mecanismo de encendido y apagado.
Considere el sistema de control del nivel de líquido de la figura en donde se usa la válvula electromagnética de la figura para controlar el flujo de entrada. Esta válvula está abierta o cerrada. Con este control de dos posiciones, el flujo de entrada del agua es una constante positiva o cero. Como se aprecia en la figura 5-5, la señal de salida se mueve continuamente entre los dos límites requeridos y provoca que el elemento de
Figura
(a) Diagrama de bloques de un controlador de encendido y apagado; (b) diagrama de bloques de un controlador de encendido y apagado con una brecha diferencial.
Brecha diferencial
,
Alambre acero
Figura 5-4
(a) Sistema del control del nivel de líquido; (b) válvula electromagnética.
Brecha diferencial
Figura 5-5
h(t) contra para el sistema de la figura
se mueva de una posición fija a la otra. Observe que la curva de salida sigue una de las dos curvas exponenciales, una de las cuales corresponde a la curva de llenado y la otra a la curva de vaciado.Tal oscilación de salida entre dos límites es una respuesta común carac-terística de un sistema bajo un control de dos posiciones.
En la figura 5-5 observamos que, para reducir la amplitud de la oscilación de salida, debe disminuirse la brecha diferencial. Sin embargo, la reducción de la brecha diferencial aumenta la cantidad de conmutaciones de encendido y apagado por minuto y reduce la vida útil del componente. La magnitud de la brecha diferencial debe determinarse a partir de consideraciones como la precisión requerida y la vida del componente.
Acción de control proporcional. Para un controlador con acción de control pro-porcional, la relación entre la salida del controlador y la señal de error e(t) es:
u(t) =
o bien, en cantidades transformadas por el método de
en donde se considera la ganancia proporcional.
Cualquiera que sea el mecanismo real y la forma de la potencia de operación, el con-trolador proporcional es, en esencia, un amplificador con una ganancia ajustable. En la figura 5-6 se presenta un diagrama de bloques de tal controlador.
Acción de control integral. En un controlador con acción de control integral, el valor de la salida del controlador se cambia a una razón proporcional a la señal de error e(t). Es decir,
= d t
o bien
t
u(t) = e(t) dt 0
en donde es una constante ajustable. La función de transferencia del controlador integral es
Si se duplica el valor de e(t),el valor de u(t)varía dos veces más rápido. Para un error de cero, el valor de permanece estacionario. En ocasiones, la acción de control integral se denomina control de reajuste La figura 5-7 muestra un diagrama de bloques de tal controlador.
216
Acción de control proporcional-integral. La acción de control de un controlador proporcional-integral (PI) se define mediante
u(t) = + o la función de transferencia del controlador es
en donde es la ganancia proporcional y se denomina tiempo integral. Tanto como son ajustables. El tiempo integral ajusta la acción de control integral, mientras que cambio en el valor de afecta las partes integral y proporcional de la acción de control. El inverso del tiempo integral se denomina velocidad de reajuste. La velocidad de re-ajuste es la cantidad de veces por minuto que se duplica la parte proporcional de la acción de control. La velocidad de reajuste se mide en términos de las repeticiones por minuto. La figura muestra un diagrama de bloques de un controlador proporcional más inte-gral. Si la señal de error e(t) es una función escalón unitario, como se aprecia en la figura
la salida del controlador se convierte en lo que se muestra en la figura
Acción de control proporcional-derivativa. La acción de control de un controlador proporcional-derivativa (PD) se define mediante
u(t) = + y la función de transferencia es
= +
unitario
0 t
(Sólo proporcional)
Figura 5-8
(a) Diagrama de bloques de un controlador (b) y (c) diagramas que muestran una entrada es-calón unitario y la salida del controlador.
en donde es la ganancia proporcional y es una constante denominada tiempo deriva-tivo. Tanto como son ajustables. La acción de control derivativa, en ocasiones de-nominada control de velocidad, ocurre donde la magnitud de la salida del controlador es proporcional a la velocidad de cambio de la señal de error. El tiempo derivativo es el in-tervalo de tiempo durante el cual la acción de la velocidad hace avanzar el efecto de la ac-ción de control proporcional. La figura muestra un diagrama de bloques de un controlador proporcional-derivativo. Si la señal de error e(t)es una función rampa unitaria como se aprecia en la figura la salida del controlador se convierte en la que se muestra en la figura La acción de control derivativa tiene un carácter de previsión.
Sin embargo, es obvio que una acción de control derivativa nunca prevé una acción que nunca ha ocurrido.
Aunque la acción de control derivativa tiene la ventaja de ser de previsión, tiene las desventajas de que amplifica las señales de ruido y puede provocar un efecto de saturación en el
Observe que la acción de control derivativa no se usa nunca sola, debido a que es eficaz durante transitorios.
Acción de control proporcional-integral-derivativa. La combinación de una ac-ción de control proporcional, una acac-ción de control integral y una acac-ción de deriva-tiva se denomina acción de control proporcional-integral-derivaderiva-tiva (PID). Esta acción
Figura 5-9
proporcional) ,
0 t
(a) Diagrama de bloques de un controlador proporcional-derivativo; (b) y (c) g ramas que muestran una entrada rampa unitaria y la salida del controlador.
combinada tiene las ventajas de cada una de las tres acciones de control individuales. La ecuación de un controlador con esta acción combinada se obtiene mediante
o la función de transferencia es
en donde es la ganancia proporcional, es el tiempo integral y es el tiempo deriva-tivo. El diagrama de bloques de un controlador proporcional-integral-derivativo aparece en la figura Si e(t)es una función rampa unitaria, como la que se observa en la figura la salida del controlador se convierte en la de la figura
Efectos del sensor (elemento de medición) sobre el desempeño del sistema. Dado que las características dinámica y estática del sensor o del elemento de medición afecta la indicación del valor real de la variable de salida, el sensor cumple una función importante para determinar el desempeño general del de control. Por lo general, el sensor determina la función de transferencia en la trayectoria de realimentación. Si las constantes de tiempo de un sensor son insignificantes en comparación con otras cons-tantes de tiempo del sistema de control, la función de transferencia del sensor simple-mente se convierte en una constante. Las figuras 5-ll(a), (b) y (c) muestran diagramas de bloques de controladores automáticos con un sensor de primer orden, un sensor de se-gundo orden sobreamortiguado y un sensor de sese-gundo orden subamortiguado, respecti-vamente. Con frecuencia la respuesta de un sensor térmico es del tipo de segundo orden sobreamortiguado. Figura 5-10 (a) Diagrama de bloques de un contro-lador integral-derivativo; (b) y (c) diagramas que muestran una entrada rampa unitaria y la salida del controlador.
Acción de ,
control ,
Diagramas de bloques de controladores automáticos con: (a) un sensor de primer orden; (b) un sensor de segundo orden sobreamortiguado; (c) un sensor de segundo orden subamortiguado.
5-3 EFECTOS DE LAS ACCIONES DE CONTROL INTEGRAL Y DERIVATIVO SOBRE EL DESEMPEÑO DE UN SISTEMA
En esta sección investigaremos los efectos de las acciones de control integral y derivativa sobre el desempeño de un sistema. Aquí sólo consideraremos los sistemas simples, para apreciar con claridad los efectos de las acciones de control integral y derivativa sobre el desempeño de un sistema.
Acción de control integral. En el control proporcional de una planta, cuya función de transferencia no posee un integrador hay un error en estado estable, o desplaza-miento (offset), en la respuesta para una entrada escalón. Tal offset se elimina si se incluye la acción de control integral en el controlador.
En el control integral de una planta, la señal de control, que es la señal de salida a par-tir del controlador, es, en todo momento el área bajo la curva de la señal de error hasta tal momento. La señal de control tiene un valor diferente de cero cuando la señal de error e(t) es cero, como se aprecia en la figura Esto es imposible en el caso del con-trolador proporcional, dado que una señal de control diferente de cero requiere de una señal de error diferente de cero. (Una señal de error diferente de cero en estado estable
significa que hay una equivalencia.) La figura muestra la curva e(t) contra y la curva u(t) correspondiente contra cuando el controlador es de tipo proporcional.
Observe que la acción de control integral, aunque elimina el offset o el error en estado estable, puede conducir a una respuesta oscilatoria de amplitud decreciente lenta o, incluso, de amplitud creciente, y ambos casos, por lo general, se consideran inconvenientes.
Control integral de los sistemas de control del nivel de liquido. En la sección 4-2 encontramos que el control proporcional de un sistema del nivel de líquido provoca un error en estado estable con una entrada escalón. Ahora mostraremos que tal error se elimina si se incluye en el controlador una acción de control integral.
F i g u r a
(a) Gráficas de las curvas e(t) y u(t) que muestran una señal de control diferente de cero cuando la señal de error es cero
integral); (b) gráficas de las curvas e(f) y que muestran una señal de control de
cero señal
de error es cero (control 0 proporcional).
La figura muestra un sistema del control del nivel de líquido. Suponemos que el controlador es integral. También suponemos que las variables y que se miden a partir de sus valores en estado estable respectivos son cantidades pequeñas, por lo que el sistema se considera lineal. Bajo estas suposiciones, el diagrama de bloques del sis-tema se obtiene como el de la figura A partir de la figura la función de transferencia en lazo cerrado entre y X(s) es
K R
Por tanto
+
Dado que el sistema es estable, el error en estado estable para la respuesta escalón unitario se obtiene aplicando el teorema de valor final, del modo siguiente:
R
(a) Sistema de control del de líquido; (b) diagrama de bloques del sistema.
=
= lím s) 1
0
Por consiguiente, el control integral del sistema del nivel de líquido elimina el error en es-tado estable en la respuesta a la entrada escalón. Éste es un mejoramiento importante so-bre el control proporcional solo, que produce un
Respuesta a perturbaciones de par (control proporcional). Investiguemos el efecto de una perturbación de par que ocurre en el elemento de carga. Considere el sistema de la figura 5-14. El controlador proporcional produce un par para posicionar el elemento de carga, que consiste en el momento de inercia y una fricción viscosa. La perturbación de par se representa mediante D.
Suponiendo que la entrada de referencia es cero, o R(s) = 0, la función de transferen-cia entre y D(s) se obtiene mediante
1 D(s) + bs + Por tanto
El error en estado estable producido por un par de perturbación escalón de magnitud se obtiene mediante
= = lím
+ bs +
En el estado estable, el controlador proporcional aporta el par que tiene igual mag-nitud pero signo opuesto que el par de perturbación La salida en estado estable pro-ducida por el par de perturbación escalón es
D
Figura 5-14
Sistema de control con una perturbación de par.
222
El error en estado estable se reduce si se incrementa el valor de la ganancia Sin em-bargo, acrecentar este valor provocará que la respuesta del sistema sea más oscilatoria.
Obtención de respuestas con MATLAB. En las secciones siguientes, obtendremos las curvas de respuesta del sistema de la figura 5-14 cuando está sujeto a una perturbación escalón unitario. Específicamente, obtendremos curvas de respuesta escalón para un valor pequeño de y un valor grande de
Consideremos dos casos:
C a s o 1: = 1, = 0.5, = 1 (sistema 1): 1 D(s) + 0.5s 1 C a s o 2: = 1, = 0.5, = 4 (sistema 2): 1 + 0.5s + 4 Observe que, para el sistema 3
numl = 0
denl = 0.5 Para el sistema 2
0 = 0.5 41
En el programa MATLAB 5-1, usamos notaciones yly para la respuesta. yles la res-puesta c(t) del sistema 1 y es la resres-puesta c(t) del sistema 2.
Observe que, en el programa MATLAB 5-1, usamos el comando con ar-gumentos múltiples, en lugar de usar el comando hold(mantener). (Se obtiene el mismo re-sultado de cualquier forma.) Para usar el comando plot con argumentos múltiples, el tamaño de los vectores yly no necesita ser el mismo. Sin embargo, es conveniente que los dos vectores sean de la misma longitud. Por ende, especificamos la misma cantidad de puntos de cálculo determinando los puntos de tiempo de cálculo como t =
El comando stepdebe incluir este tiempo t especificado por el usuario. De este modo, en el programa MATLAB 5-1 usamos el siguiente comando step:
[y, x, =
Las curvas de respuesta escalón unitario obtenidas mediante el programa MATLAB 5-1 aparecen en la figura 5-15.
Respuestas escalón de dos sistemas Figura5-15 Curvas de respuesta escalón unitario. i Sistema 1 Sistema 1 . . . 2 4 6 8 1 0 1 2 1 4 1 6 1 8 20 seg
Figura 5-16 Control
proporcional-integral de un elemento de carga formado por un momento de inercia y una fricción viscosa.
Respuesta a perturbaciones de par (control proporcional-integral). Para elimi-nar el offset debido a una perturbación de par, el controlador proporcional se sustituye con un controlador proporcional-integral, y luego, mientras existe una señal de error, el con-trolador desarrolla un par para reducir este error, siempre y cuando el sistema de control sea estable.
La figura 5-16 muestra el control proporcional-integral del elemento de carga, formado por el momento de inercia y una fricción viscosa.
La función de transferencia en lazo cerrado entre C(s) y es
+ +
Ante la ausencia de la entrada de referencia, o r(t) = 0, la señal de error se obtiene de E(s) =
+ + +
Si este sistema de control es estable, es decir, si las raíces de la ecuación característica + + + = 0
partes reales negativas, el error en estado estable en la respuesta a un par de pertur-bación escalón unitario se obtiene aplicando el teorema de valor final del modo siguiente:
= lím
1 = lím
0
Por tanto, el error en estado estable para el par de perturbación escalón se elimina si el con-trolador es del tipo proporcional-integral.
Observe que la acción de control integral agregada al control proporcional convirtió el sistema, originalmente de segundo orden, en uno de tercer orden. Por ende, el sistema de control puede volverse inestable para un valor grande de dado que las de la ecuación característica pueden tener partes reales positivas. (El sistema de segundo orden
D
Figura 5-17
Control integral de un elemento de carga formado por un momento de inercia y una fricción viscosa.
siempre es estable si los coeficientes de la ecuación diferencial del sistema son todos posi-tivos.)
Es importante señalar que, si el controlador fuera integral, como en la figura 5-17, el sistema siempre se volvería inestable, porque la ecuación característica
+ + K = 0
tendría raíces con partes reales positivas. Tal sistema inestable no se puede usar en la prác-tica.
Observe que, en el sistema de la figura 5-16, la acción de control proporcional tiende a estabilizar el mismo, en tanto que la acción de control integral tiende a eliminar o reducir el error en estado estable en respuesta a diversas entradas.
Acción de control derivativa. Cuando una acción de control derivativa se agrega a un controlador proporcional, aporta un medio de obtener un controlador con alta sensi-bilidad. Una ventaja de usar una acción de control derivativa es que responde a la veloci-dad del cambio del error y produce una corrección significativa antes de que la magnitud del error se vuelva demasiado grande. Por tanto, el control derivativo prevé el error, inicia una acción correctiva oportuna y tiende a aumentar la estabilidad del sistema.
Aunque el control derivativo no afecta en forma directa el error en estado estable, añade amortiguamiento al sistema por tanto, permite el uso de un valor más grande que la ganancia K, lo cual provoca una mejora en la precisión en estado estable.
Debido a que el control derivativo opera sobre la velocidad de cambio del error, y no sobre el error mismo, este modo nunca se usa solo. Siempre se emplea junto con una acción de control proporcional o proporcional-integral.
Control proporcional de sistemas con carga de inercia. Antes de analizar el efecto de una acción de control derivativa sobre el desempeño de un sistema, analizaremos el control proporcional de una carga de inercia.
Considere el sistema de la figura La función de transferencia en lazo cerrado se obtiene mediante
Dado que las raíces de la ecuación característica = 0
son imaginarias, la respuesta a una entrada escalón unitario oscila indefinidamente, como se observa en la figura
D
226 Capítulo 5 Acciones básicas de control y respuesta de sistemas de control
(a) Control proporcional de un sistema con carga de inercia; (b) respuesta para una entrada escalón unitario.
No son convenientes los sistemas de control que exhiben características de res-puesta. Veremos que la adición de un control derivativo estabilizará el sistema.
Control proporcional-derivativo de un sistema con carga de inercia. Modifique-mos el controlador proporcional para obtener un controlador proporcional-derivativo cuya función de transferencia sea + El par que desarrolla el controlador es propor-cional a + El control derivativo es esencialmente de previsión, mide la veloci-dad instantánea del error, predice el sobrepaso significativo adelantándose en el tiempo y produce una respuesta adecuada antes de que ocurra un sobrepaso demasiado grande.
Considere el sistema de la figura La función de transferencia en lazo cerrado se obtiene mediante
+ La ecuación característica
+ + = 0
tiene ahora dos raíces con partes reales negativas para valores positivos de y Por tanto, el control derivativo introduce un efecto de amortiguamiento. La figura pre-senta una curva de respuesta común c(t) para una entrada escalón unitario. Es evidente que la curva de respuesta muestra un marcado mejoramiento sobre la curva de respuesta origi-nal de la figura
Control proporcional-derivativo de sistemas de segundo orden. Si se usa una ac-ción de control proporcional-derivativo, se obtiene un equilibrio entre un comportamiento aceptable para una respuesta transitoria y un comportamiento aceptable en un estado estable.
Considere el sistema de la figura La función de transferencia en lazo cerrado es
Figura 5-19
(a) Control proporcional-derivativo de un sistema con carga de inercia; (b) respuesta para una entrada escalón unitario.
El error en estado estable para una entrada rampa unitaria es B
e La ecuación característica es
(B + + = 0
Por tanto, el coeficiente de amortiguamiento efectivo de este sistema es en lugar de B. Dado que el factor de amortiguamiento relativo de este sistema es
B +
es posible obtener tanto el error en estado estable para una entrada rampa, como el so-brepaso máximo para una entrada escalón pequeña, si hacemos que B sea pequeño, sea grande y lo suficientemente grande para que esté entre 0.4 y 0.7.
A continuación examinaremos la respuesta escalón unitario del sistema de la figura Definamos
Por consiguiente, la función de transferencia en lazo cerrado se escribe como
+ +
Cuando un sistema de segundo orden tiene un cero cerca de los polos en lazo cerrado, el comportamiento de la respuesta transitoria se vuelve considerablemente diferente del de un sistema de segundo orden sin ceros.
Figura 5 -20 Sistema de control.
Cl
2 3 4
6
8
Figura5-21
Curvas de respuesta escalón unitario del sistema de segundo orden. C(s)
z + +
= 0.5
Si el cero en = se localiza cerca del eje@, es muy significativo el efecto del cero so-bre la respuesta escalón unitario. La figura 5-21 presenta las curvas de respuesta escalón comunes de este sistema con = 0.5 y diversos valores de
5-4 SISTEMAS DE ORDEN SUPERIOR
En esta sección analizaremos, primero, la respuesta escalón unitario de un tipo específico de sistema de orden superior. Después, presentaremos un análisis de la respuesta transito-ria de los sistemas de orden superior en términos generales. Por último, presentaremos el análisis de estabilidad en el plano complejo.
Respuesta transitoria de los sistemas de orden superior. Considere el sistema de la figura 5-22. La función de transferencia en lazo cerrado es
1 +
En general, G(s) y se obtienen como cocientes de polinomios en o bien,
Y H(s) =
en y d(s) son polinomios en s. A continuación, la función de transferen-cia en lazo cerrado con la ecuación (5-1) se escribe como
+
+ + . . + +
+ + + + n)
La respuesta transitoria de este sistema a cualquier entrada determinada se obtiene median-te una simulación por computadora sección 4-4). Si se pretende una expresión analítica para la respuesta transitoria, es necesario factorizar el polinomio del denomi-nador. [Puede usar MATLAB para encontrar las raíces del polinomio del denomina-dor. Use el comando Una vez factorizados el numerador y el denominador,
se escribe como
+ +
Examinemos el comportamiento de respuesta de este sistema para una entrada escalón unitario. Considere primero el caso en el que todos los polos en lazo cerrado son reales y distintos. Para una entrada escalón unitario, la ecuación (5-2) se escribe
+
+ en donde es el residuo del polo en =
Si todos los polos en lazo cerrado se encuentran en el semiplano izquierdo del plano las magnitudes relativas de los residuos determinan la importancia relativa de los compo-nentes en la forma expandida de C(s). Si hay un cero en lazo cerrado cerca de un polo en lazo cerrado, el residuo en este polo es pequeño y el coeficiente del término de respuesta transitoria que corresponde a este polo se vuelve pequeño. Un par polo-cero cercanos en-tre sí se cancelarán efectivamente uno al otro. Si un polo se localiza muy lejos del origen, su residuo puede ser pequeño. Los valores transitorios que corresponden a tal polo remoto son pequeños y duran un tiempo corto. Los términos en la forma expandida de C(s) que tienen residuos muy pequeños contribuyen poco a la respuesta transitoria, por lo que pueden pasarse por alto. Si se hace esto, el sistema de orden superior se aproxima mediante uno de orden inferior. (Tal aproximación nos permite con frecuencia estimar las carac-terísticas de respuesta de un sistema de orden superior a partir de las de uno simplificado.)
A continuación, considere el caso en el que los polos de C(s) están formados por polos reales y pares de polos complejos conjugados. Un par de polos complejos conjugados pro-duce un término de segundo orden en s. Dado que forma factorizada de la ecuación
carac-terística de orden superior está formada por términos de primer y segundo orden, la ecuación (5-3) se vuelve a escribir como
230 Capítulo 5 Acciones de control y respuesta de sistemas de control
i = l
(5-4)
+ +
k=l
en donde + 2r = II. Si los polos en lazo cerrado son distintos, la ecuación (5-4) se expan-de en fracciones parciales, expan-del modo siguiente:
J + +
A partir de esta última ecuación, observamos que la respuesta de un sistema de orden su-perior está compuesta de varios términos que contienen las funciones simples encon-tradas en las respuestas de los sistemas de primer y segundo orden. Por tanto, la respuesta escalón unitario c(t), la transformada inversa de de C(s), es
c(t) = a + t
k = l
k=l
sen t, para t 0
En este caso, la curva de respuesta de un sistema estable de orden superior es la suma del número de curvas exponenciales y curvas senoidales amortiguadas.
Si todos los polos en lazo cerrado se encuentran en el semiplano izquierdo del plano los términos exponenciales y los términos senoidales amortiguados de la ecuación (5-5) se aproxi-maran a cero, conforme el tiempo aumente. Por tanto, la salida en estado estable es = a.
Supongamos que el sistema que se considera es estable. Por tanto, los polos en lazo cerrado que se localizan lejos del eje tienen partes reales grandes y negativas. Los tér-minos exponenciales que corresponden a estos polos llegan a cero con mucha rapidez. (Observe que la distancia horizontal del polo en lazo cerrado al eje determina el tiempo de asentamiento de los transitorios producidos por tal polo. Entre más pequeña es la distancia, más prolongado es el tiempo de asentamiento.)
Recuerde que los polos en lazo cerrado determinan el tipo de respuesta transitoria, en tanto que los ceros en lazo cerrado determinan principalmente la forma de la respuesta transitoria. Como vimos antes, los polos de la entrada R(s) producen los términos de la res-puesta en estado estable en la solución, en tanto que los polos de se introducen en los términos exponenciales de la respuesta transitoria en los términos senoidales amortiguados de la respuesta transitoria. Los ceros de no afectan los exponentes en los términos exponenciales, pero afectan las magnitudes y los signos de los residuos.
Polos dominantes en lazo cerrado. La dominancia relativa de los polos en lazo ce-rrado se determina mediante el cociente de las partes reales de los polos en lazo cece-rrado, al igual que mediante las magnitudes relativas de los residuos evaluados en los polos en lazo cerrado. Las magnitudes de los residuos dependen tanto de los polos en lazo cerrado como de los ceros.
Si los cocientes de las partes reales son superiores a 5 y no hay ceros cerca, los polos en lazo cerrado más cercanos al eje dominarán comportamiento de la respuesta transitoria, debido
a que corresponden a los términos de la respuesta transitoria que se disminuyen lentamente. Los polos en lazo cerrado que tienen efectos dominantes sobre el comportamiento de la respuesta transitoria se denominan polos dominantes en lazo cerrado. Con mucha frecuencia, los polos dominantes en lazo cerrado aparecen en forma de un par complejo conjugado. Los polos domi-nantes en lazo cerrado son los más importantes entre todos los polos en lazo cerrado.
Es frecuente que la ganancia de un sistema de orden superior se ajuste para que exista un par de polos dominantes complejos conjugados en lazo cerrado. La presencia de polos en un sistema estable reduce el efecto de las no linealidades, como la zona muerta, el juego o bamboleo (backlash) y la fricción de coulomb.
Recuerde que, aunque el concepto de los polos dominantes en lazo cerrado es útil para estimar el comportamiento dinámico de un sistema en lazo cerrado, se debe tener cuidado de observar que se cumplan las suposiciones implícitas antes de usarlo.
Análisis de estabilidad en el plano La estabilidad de un sistema lineal en lazo cerrado se determina a partir de la ubicación de los polos en lazo cerrado en el plano s. Si alguno de estos polos se encuentra en el semiplano derecho del plano entonces conforme aumenta el tiempo, producirá el modo dominante y la respuesta transitoria au-mentará en forma monotónica u oscilará con una amplitud creciente. Esto representa un sistema inestable. Para tal sistema, tan pronto como se conecta la alimentación, la salida au-menta con el tiempo. Si no ocurre una saturación en el sistema y no se incluye una deten-ción mecánica, el sistema puede terminar por dañarse y fallar, dado que la respuesta de un sistema físico real no puede aumentar indefinidamente. Por ende, en el sistema de control lineal normal no se permiten los polos en lazo cerrado en el semiplano derecho del plano Si todos los polos en lazo cerrado se encuentran a la izquierda del eje jo, cualquier res-puesta transitoria termina por alcanzar el equilibrio. Esto representa un sistema estable.
Que un sistema lineal sea estable o inestable es una propiedad del sistema mismo y no depende de la entrada ni de la función de excitación del sistema. Los polos de la entrada, o de la función de excitación, no afectan la propiedad de estabilidad del sistema, sino contribuyen a los términos de respuesta en estado estable en la solución. Por tanto, el proble-ma de estabilidad absoluta se soluciona confacilidad al no elegir polos en lazo cerrado en el semiplano derecho del plano incluyendo el eje (Matemáticamente, los polos en lazo cerrado sobre el eje jo producirán oscilaciones, cuya amplitud no se reduce ni crece con el tiempo. Sin embargo, en los casos prácticos en los que hay ruido, la amplitud de las oscilaciones aumenta a una velocidad determinada por el nivel de la potencia del ruido. Por tanto, un sistema de control no debe tener polos en lazo cerrado en el eje jo.)
Observe que el solo hecho de que todos los polos en lazo cerrado se encuentren en el semiplano izquierdo del plano no garantiza satisfactorias de respuesta transitoria. Si los polos dominantes complejos conjugados en lazo cerrado se encuentran cerca del eje jo, la respuesta transitoria exhibirá oscilaciones excesivas o será muy lenta. Por tal razón, a fin de garantizar características de respuesta transitoria rápidas y bien amortiguadas, es necesario que los polos en lazo cerrado del sistema se encuentren en una región determinada del plano complejo, tal como la región delimitada por el área som-breada de la figura 5-23.
Dado que la estabilidad relativa y el desempeño transitorio de un sistema de control en lazo cerrado se relacionan directamente con el patrón de polos y ceros en lazo cerrado en el plano con frecuencia es necesario ajustar uno o más parámetros para obtener los pa-trones convenientes. Los efectos de los parámetros que varían sobre los polos de un sistema en lazo cerrado se analizarán con detalle en el capítulo
Figura
Región del plano complejo que satisface las condiciones
0.4 y 5-5 CRITERIO DE ESTABILIDAD DE ROUTH
El problema más importante de los sistemas de control lineal tiene que ver con la estabili-dad. Es decir, qué condiciones se vuelve inestable un sistema? Si es inestable,
se estabiliza? En la sección 5-4 se plante6 que un sistema de control es estable si y si todos los polos en lazo cerrado se encuentran en el semiplano izquierdo del plano Dado que casi todos los sistemas lineales en lazo cerrado tienen funciones de transferencia en lazo cerrado de la forma
en donde las ay las b son constantes y debemos factorizar el polinomio A(s) para encontrar los polos en lazo cerrado. Un criterio simple, conocido como el criterio de estabilidad de Routh, permite determinar la cantidad de polos en lazo cerrado que se en-cuentran en el semiplano derecho del plano sin tener que factorizar el polinomio.
Criterio de estabilidad de Routh. El criterio de estabilidad de Routh nos dice si exis-ten o no raíces inestables en una ecuación polinomial, sin exis-tener que obexis-tenerlas en realidad. Este criterio de estabilidad sólo se aplica a los polinomios con una cantidad finita de térmi-nos. Cuando se aplica el criterio a un sistema de control, la información acerca de la estabili-dad absoluta se obtiene directamente de los coeficientes de la ecuación característica.
El procedimiento en el criterio de estabilidad de Routh es el siguiente: 1. Escriba el polinomio en en la forma siguiente:
+ + + = 0
en donde los coeficientes son cantidades reales. Suponemos que 0; es decir, se elimina cualquier raíz cero.
2. Si alguno de los coeficientes es cero o negativo, ante la presencia de al menos un co-eficiente positivo, hay una raíz, o imaginarias o que tiene partes reales positivas. En
tal caso, el sistema no es estable. Si sólo nos interesa la estabilidad absoluta, no es necesario continuar con el procedimiento. Observe que todos los coeficientes deben ser positivos. Ésta es una condición necesaria, como se aprecia a partir del argumento siguiente: un
en con coeficientes reales siempre puede factorizarse en factores lineales y cuadráticos como + y + bs + c), en donde b y c son números reales. Los factores lineales producen las raíces reales y los factores cuadráticos producen las com-plejas del polinomio. El factor + bs + c) produce las raíces con partes reales negativas sólo si b y c son ambas positivas. Para todas las raíces que tienen partes reales negativas, las constantes a, b, c,...deben ser positivas en todos los factores. El producto de cualquier can-tidad de factores lineales y cuadráticos que contengan coeficientes positivos siempre produce un polinomio con coeficientes positivos. Es importante señalar que la condición de que todos los coeficientes sean positivos no es suficiente para asegurar la estabilidad. La condición necesaria, pero no suficiente, para la estabilidad es que todos los coeficientes de la ecuación (5-6) estén presentes y tengan un signo positivo. (Si todas las son negativas, se hacen positivas multiplicando ambos miembros de la ecuación por -1.)
3 . Si todos los coeficientes son positivos, ordene los coeficientes del polinomio en ren-glones y columnas de acuerdo con el patrón o arreglo siguiente:
. . . a3 . . . . . . . . . . .
fi
Los coeficientes etc., se evalúan del modo siguiente:
La evaluación de las b continúa hasta que todas las restantes son cero. Se sigue el mismo patrón de multiplicación cruzada de los coeficientes de los dos renglones anteriores al eva-luar las c, las d, las e, etc. Es decir,
EJEMl?LO 5-1 EJEMPLO 5-2 234 Y = =
Este proceso continúa hasta que se completa el n-ésimo renglón. El arreglo completo de los coeficientes es triangular. Observe que, al desarrollar el arreglo, un renglón completo se divide entre, o se multiplica por, un número positivo para simplificar el cálculo numérico subsecuente sin alterar la conclusión de la estabilidad.
El criterio de estabilidad de Routh plantea que el número de raíces de la ecuación (5-6) con partes reales positivas es igual al número de cambios de signo de los coeficientes de la primera columna del arreglo. Debe señalarse que no es necesario conocer los valores exac-tos de los términos de la primera columna; sólo se necesitan los signos. La condición nece-saria y suficiente para que todas las raíces de la ecuación (5-6) se encuentren en el semiplano izquierdo del plano es que todos los coeficientes de la ecuación (5-6) sean posi-tivos y que todos los términos de la primera columna del arreglo tengan signo positivo. Apliquemos el criterio de estabilidad de Routh al siguiente polinomio de tercer orden:
+ + + = 0
en donde todos los coeficientes son números positivos. El arreglo de coeficientes se convierte en
La condición de que todas las raíces tengan partes reales negativas se obtiene mediante
Considere el polinomio siguiente:
+ + + 4s + = 0
Sigamos el procedimiento que se acaba de presentar y construyamos el arreglo de coeficientes. (Los primeros dos renglones se obtienen directamente del polinomio dado. Los términos restan-tes se obtienen de éstos. Si faltan coeficienrestan-tes en el arreglo, se sustituyen con ceros.)
1 3 5 1 3 5
2 4 0 El segundo renglón se divide
1 2 0 entre 2.
1 5 1 5
-6 -3
5 5
En este ejemplo, hay dos cambios de signo en los coeficientes de la primera columna. Esto sig-nifica que existen dos raíces con partes reales positivas. Observe que el resultado no se modifica cuando los coeficientes de cualquier renglón se multiplican por, o se dividen entre, un número positivo para simplificar el cálculo.
Casos especiales. Si el término de la primera columna de cualquier renglón es cero, pero los términos no son cero, o no hay términos restantes, el término cero se sustituye con un número positivo muy pequeño y se evalúa el resto del arreglo. Por ejem-plo, considere la ecuación
+ + 2 = 0 (5-7)
El arreglo de coeficientes es
1 1
2 2
2
Si el signo del coeficiente que está encima del cero (E) es igual al signo que está abajo de él, quiere decir que hay un par de raíces imaginarias. En realidad, la ecuación (5-7) tiene dos raíces en =
Sin embargo, si el signo del coeficiente que está encima del cero (E) es opuesto al del que está abajo, quiere decir que hay un cambio de signo. Por ejemplo, para la ecuación
3s + 2 = (s 2) = 0 el arreglo de coeficientes es 1 -3 Un cambio de signo: 2 Un cambio de signo: 2
Hay dos cambios de signo en los coeficientes de la primera columna. Esto coincide con el resultado correcto indicado por la forma factorizada de la ecuación
Si todos los coeficientes de cualquier renglón son cero significa que existen raíces de igual magnitud que se encuentran radialmente opuestas en el plano es decir, dos raíces con magnitudes iguales y signos opuestos dos raíces imaginarias conjugadas. En este caso, la evaluación del resto del arreglo continúa mediante la formación de un polinomio
236
auxiliar con los coeficientes del último renglón y mediante el empleo de los coeficientes de la derivada de este polinomio en el renglón siguiente. Tales raíces con magnitudes iguales y radialmente opuestas en el plano s se encuentran despejando el polinomio auxiliar, que siempre es par. Para un polinomio auxiliar de grado existen n pares de raíces iguales y opuestas. Por ejemplo, considere la ecuación:
+ + + 25s 50 = 0
El arreglo de coeficientes es
1 24 -25
2 48 -50 Polinomio auxiliar P(s) 0 0
Todos los términos del renglón son cero. Después se forma el polinomio auxiliar a partir de los coeficientes del renglón El polinomio auxiliar P(s) es
P(s) = + 50
lo cual indica que hay dos pares de rafces de igual magnitud y signo opuesto. Estos pares se obtienen resolviendo la ecuación del polinomio auxiliar P(s) = 0. La derivada de P(s) con respecto a s es
= + 96s d s
Los coeficientes de la ultima ecuación, es decir, 8 y 96, sustituyen los términos del renglón Por consiguiente, el arreglo de coeficientes se convierte en
1 24 -25 2 48 -50 8 96 Coeficientes de 24 -50 112.7 0 -50
Vemos que hay un cambio de signo en la primera columna del arreglo nuevo. Por tanto,la ecua-ción original tiene una raíz con una parte real positiva. Despejando las raíces de la
del polinomio auxiliar
+ 50 = 0 obtenemos
= 1 = -25
o bien
s = s =
Estos dos pares de raíces son una parte de las rafces de la ecuación original. De hecho, la ecuación original se escribe en forma factorizada del modo siguiente:
(s + l)(s l)(s + + 2) = 0
Es evidente que la ecuación original tiene una raíz con una parte real positiva.
Análisis de estabilidad relativa. El criterio de estabilidad de Routh proporciona la respuesta a la de la estabilidad absoluta. Esto, en muchos casos prácticos, no es suficiente. Por lo general, se requiere información acerca de la estabilidad relativa del sis-tema. Un enfoque útil para examinar la estabilidad relativa es cambiar el eje del plano y aplicar el criterio de estabilidad de Routh. Es decir, escribimos
= constante)
en la ecuación característica del sistema, escribimos el polinomio en términos de y apli-camos el criterio de estabilidad de Routh al nuevo polinomio en La cantidadde cambios de signo en la primera columna del arreglo desarrollado para el polinomio en es igual a la cantidad de raíces que se localizan a la derecha de la línea vertical = Por tanto, esta prueba revela la cantidad de raíces que se encuentran a la derecha de la línea vertical =
Aplicación del criterio de estabilidad de Routh al análisis de un sistema de con-trol. El criterio de estabilidad de Routh tiene una utilidad limitada en el análisis de un sistema de control lineal, sobre todo porque no sugiere cómo mejorar la estabilidad rela-tiva ni cómo estabilizar un sistema inestable. Sin embargo, es posible determinar los efec-tos de cambiar uno o dos parámetros de un sistema si se examinan los valores que producen inestabilidad. A continuación consideraremos el problema de determinar el rango de esta-bilidad para el valor de un parámetro.
Considere el sistema de la figura 5-24. Determinemos el rango de valores de K para la estabilidad. La función de transferencia en lazo cerrado es
K
+ + + 2) + K La ecuación característica es
+ + + + K = 0 El arreglo de coeficientes se convierte en
3 20
K
K
Para la estabilidad, K debe ser positiva, y todos los coeficientes de la primera columna deben serlo también. Por tanto,
Sistema de control.
Cuando K = el sistema se vuelve oscilatorio matemáticamente, la oscilación se mantiene en una amplitud constante.
5-6 CONTROLADORES NEUMÁTICOS
Debido a que son el medio más versátil para transmitir señales y potencia,los fluidos, ya sean líquidos o gases, tienen un amplio uso en la industria. Los líquidos y los gases se diferencian entre sí básicamente por su falta de compresibilidad relativa y por el hecho de que un líquido puede tener una superficie libre, en tanto que un gas se expande para llenar su recipiente. En campo de la ingeniería, el término neumática describe los sistemas de fluidos que usan
aire o gases e hidráulica describe los sistemas que usan aceite.
Los sistemas neumáticos se usan mucho en la automatización de la maquinaria de pro-ducción y en el campo de los controladores automáticos. Por ejemplo, tienen un amplio uso los circuitos neumáticos que convierten la energía del aire comprimido en energía mecánica, y se encuentran diversos tipos de controladores neumáticos en la industria.
Dado que es frecuente equiparar los sistemas neumáticos y los sistemas hidráulicos, a continuación ofrecemos una breve comparación de estos dos tipos de sistemas.
Comparación entre sistemas neumáticos y sistemas hidráulicos. El fluido que suele encontrarse en los sistemas neumáticos es el los sistemas hidráulicos es el aceite. Y son principalmente las propiedades distintas de los fluidos incorporados las que caracte-rizan las diferencias entre estos dos sistemas. A continuación se listan estas diferencias: 1. El aire y los gases son comprimibles, en tanto que el aceite no lo es.
2. El aire carece de la propiedad lubricante y siempre contiene vapor de agua. El aceite funciona como un fluido hidráulico al igual que como lubricante.
3. La presión de operación normal de los sistemas neumáticos es mucho más baja que la de los sistemas hidráulicos.
4. Las potencias de salida de los sistemas neumáticos son considerablemente menores que las de los sistemas hidráulicos.
5. La precisión de los actuadores neumáticos deficiente a bajas velocidades, en tanto que la precisión de los actuadores hidráulicos es satisfactoria en todas las velocidades. 6. En los sistemas neumáticos, se permite un cierto grado de escurrimiento externo, pero
debe evitarse el escurrimiento interno debido a que la diferencia de presión efectiva es muy pequeña. En los sistemas hidráulicos se permite un cierto grado de escurrimiento interno, pero debe evitarse el escurrimiento externo.
los sistemas neumáticos no se requiere de tubos de recuperación cuando se usa aire, en tanto que siempre se necesitan en los sistemas hidráulicos.
8. La temperatura de operación normal de los sistemas neumáticos es de a 60°C (41 a 140°F). Sin embargo, el sistema neumático opera en el rango de 0 a 200°C (32 a 392°F). Los sistemas neumáticos son insensibles a los cambios de temperatura, a diferencia de los sistemas hidráulicos, en los cuales la fricción de los fluidos provocada por la
viscosi-dad depende en gran parte de la temperatura. La temperatura de operación normal de los sistemas hidráulicos es de 20 a 70°C (68 a 158°F).
9. Los sistemas neumáticos no corren el riesgo de incendiarse o explotar, al contrario de los sistemas hidráulicos.
A continuación empezaremos un modelado matemático de los sistemas neumáticos. Después presentaremos los controladores neumáticos proporcionales. Ilustraremos el 238 Capítulo 5 Acciones básicas de control y respuesta de sistemas de control
Figura 5-25 (a) Diagrama esquemático de un
sistema a presión; (b) curva de la diferencia de presión contra flujo.
de que los controladores proporcionales utilizan el principio de realimentación nega-tiva sobre sí mismos. Ofreceremos un análisis detallado del principio mediante el cual ope-ran los controladores proporcionales. Por último, trataremos los métodos para obtener acciones de control derivativa e integral. En todos los análisis, enfatizaremos los principios fundamentales en lugar de los detalles de la operación de los mecanismos reales.
Sistemas neumáticos. Las últimas décadas han visto un gran desarrollo de los con-troladores neumáticos de baja presión para sistemas de control industrial, que en la lidad se usan ampliamente en los procesos industriales. Entre las razones para que estos controladores resulten atractivos están que son a prueba de explosiones, son sencillos y es fácil darles mantenimiento.
Resistencia y capacitancia de los sistemas de presión. Muchos procesos indus-triales y controladores neumáticos incluyen el flujo de un gas, que puede ser aire, en recipien-tes a presión conectados a través de tuberías.
Considere el sistema a presión de la figura El flujo del gas a través de la res-tricción es una función de la diferencia de presión del gas Tal sistema de presión se caracteriza en términos de una resistencia una capacitancia.
La resistencia del flujo de gas Rse define del modo siguiente: R = cambio en la diferencia de presión del gas,
cambio en el flujo del gas, o bien
en donde d(A P)es un cambio pequeño en la diferencia de presión del gas y dq es un cam-bio pequeño en el flujo del gas. El cálculo del valor de la resistencia de flujo del gas Rpuede tomar mucho tiempo. Sin embargo, experimentalmente se determina con facilidad a partir de una gráfica de la diferencia de presión contra flujo, calculando la pendiente de la curva en una condición de operación determinada, como se aprecia en la figura
La capacitancia del recipiente a presión se define mediante c = cambio en el gas almacenado,
cambio en la presión del gas,
AP
Capacitancia
C 4
o bien
240
en donde C = capacitancia,
m = masa del gas en el recipiente, p = presión del gas,
V = volumen del recipiente, pie3 = densidad,
La capacitancia del sistema de presión depende del tipo de proceso de expansión , cito. La capacitancia se calcula mediante la ley de los gases ideales. Si el proceso de
expan-sión del gas es politrópico y el cambio de estado del mismo está entre isotérmico y adia-bático, entonces
= = constante en donde n = exponente politrópico.
Para los gases ideales,
o en donde p = presión absoluta,
= volumen ocupado por un mol de un gas, = constante universal de los gases,
T= temperatura absoluta, v = volumen específico del gas,
= peso molecular del gas por mol, Por tanto
en donde = constante de gas, “R.
El exponente politrópico es unitario para la expansión Para la expansión adiabática, n es igual al cociente entre los calores específicos en donde es el calor específico a presión constante y es el calor específico a volumen constante. En muchos casos prácticos, el valor de n es aproximadamente constante por ende, la capacitancia se considera constante. El valor de dpldp se obtiene a partir de las ecuaciones (5-10) y (5-11) como
1 Después, la capacitancia se obtiene como
Capitulo 5 Acciones básicas de control y respuesta de sistemas de control
La capacitancia de un recipiente determinado es constante si la temperatura permanece constante. (En muchos casos prácticos, el exponente politrópico es aproximadamente 1.0 1.2 para gases en recipientes metálicos sin aislamiento.)
Sistemas de presión. Considere el sistema de la figura Si sólo suponemos desviaciones pequeñas en las variables a partir de sus valores en estado estable respectivos, este sistema se considera lineal.
Definamos
= presión del gas en el recipiente en estado estable (antes de que ocurran cambios en la presión),
= cambio pequeño en la presión del gas que entra, = cambio pequeño en la presión del gas en el recipiente,
= volumen del recipiente,
m = masa del gas en el recipiente,
flujo del gas, = densidad del gas,
Para valores pequeños de y la resistencia mediante la ecuación (5-8) se vuelve constante y se escribe como
La capacitancia C se obtiene mediante la ecuación o bien,
Dado que el cambio de presión multiplicado por la capacitancia C es igual al gas aña-dido al recipiente durante segundos, obtenemos
o bien
lo cual se escribe como
Si y se consideran la entrada y la salida, respectivamente, la función de transferencia del sistema es
en donde tiene la dimensión del tiempo y es la constante de tiempo del sistema.
Amplificadores neumáticos de tobera-aleta. La figura contiene un dia-grama esquemático de un amplificador neumático de tobera-aleta. La fuente de potencia para este amplificador es un suministro de aire a una presión constante. El amplificador de tobera-aleta convierte los cambios pequeños en la posición de la aleta en cambios grandes en la presión trasera de la tobera. Por tanto, una salida de energía grande se controla por medio de la pequeña cantidad de energía necesaria para posicionar la aleta.
En la figura el aire presurizado se alimenta a través del orificio y se expulsa de la tobera hacia la aleta. En general, la presión de suministro para tal controlador es de 20 psig (una de 1.4 El diámetro del orificio está en el orden de 0.01 plg (0.25 mm) y el de la tobera está en el orden de 0.016 (0.4 mm). Para asegurar un funcionamiento adecuado del amplificador, el diámetro de la tobera debe ser más grande que el diámetro del orificio.
Al operar este sistema, la aleta se posiciona contra la abertura de la tobera. La presión trasera de la tobera se controla mediante la distancia X tobera-aleta. Conforme la aleta se acerca a la tobera, aumenta la oposición al flujo del aire a través de la tobera, aumenta la presión trasera de la tobera. Si la tobera está completamente cerrada por medio de la aleta, SU presión trasera se vuelve igual a la presión de suministro Si la aleta se aleja de la tobera, de modo que la distancia tobera-aleta sea amplia (en el orden de 0.01 prácticamente no hay restricción para el flujo y la presión trasera Pb de la tobera adquiere un valor mínimo que depende del dispositivo tobera-aleta. (La presión posible más baja será la presión ambienta1
Observe que, debido a que el chorro de aire opone una fuerza contra la aleta, es nece-sario hacer 10 más pequeño posible el diámetro de la tobera.
La figura contiene una curva típica que relaciona la presión trasera Pb de la to-bera con la distancia X toto-bera-aleta. La parte con gran inclinación y casi lineal de la curva se utiliza en la operación real del amplificador de tobera-aleta. Debido a que el rango de los desplazamientos de la aleta está limitado a un valor pequeño, también es pequeño el cambio en la presión de salida, a menos que la curva esté muy inclinada.
Entrada Orificio Suministro de aire Tobera A la
242 Capítulo 5 Acciones básicas de control y respuesta de sistemas de control
de control
Figura 5-26
(a) Diagrama esquemático del amplificador neumático de tobera-aleta; (b) curva característica que relaciona la presión trasera de la tobera y la distancia tobera-aleta.
El amplificador de tobera-aleta convierte el desplazamiento en una señal de presión. Dado que los sistemas de control de procesos industriales requieren de una potencia de sali-da grande para operar válvulas con actuadores neumáticos grandes, por lo general es insu-ficiente el incremento de potencia del amplificador de tobera-aleta. En consecuencia, un relevador neumático funciona por lo general como un amplificador de potencia en la conexión con el amplificador de tobera-aleta.
Relevadores neumáticos.
En la práctica, en un controlador neumático, el amplifi-cador de tobera-aleta actúa como el amplifiamplifi-cador de primera etapa y el relevador neu-mático como el amplificador de segunda etapa. El relevador neuneu-mático es capaz de manejar un flujo de aire grande.La figura contiene un diagrama esquemático de un relevador neumático. Con-forme aumenta la presión trasera de la tobera la válvula del diafragma se mueve hacia abajo. La apertura hacia la atmósfera disminuye y la apertura para la válvula neumática au-menta, por lo cual aumenta la presión de control Cuando la válvula de diafragma cierra la abertura hacia la atmósfera, la presión de control se vuelve igual a la presión de sumi-nistro Cuando disminuye la presión trasera de la tobera y la válvula de diafragma se mueve hacia arriba y cierra el suministro de aire, la presión de control disminuye hasta la presión ambiental Por tal razón, se hace que varíe la presión de control de 0 psig a una presión de suministro completa, por lo general de 20 psig.
El movimiento total de la válvula de diafragma es muy pequeño. En todas las posiciones de la válvula, excepto en la posición que se cierra el suministro de aire, el aire continúa es-capando a la atmósfera, incluso después de que se obtiene la condición de equilibrio entre la presión trasera de la tobera y la presión de control. Por tanto, el de la figura es un tipo de relevador con escape.
Existe otro tipo de relevador, sin escape. En éste, el escape del aire se detiene cuando se obtiene la condición de equilibrio y, por tanto, no hay una pérdida de aire presurizado en una operación en estado estable. Sin embargo, observe que el relevador sin escape debe tener un alivio atmosférico para liberar la presión de control de la válvula con
neumático. La figura muestra un diagrama esquemático de un relevador sin escape. En cualquier tipo de relevador, el suministro de aire se controla mediante una válvula, que a su vez, se controla mediante la presión trasera de la tobera. Por tanto, la presión trasera de la tobera se convierte en una presión de control con la amplificación de la potencia.
Dado que la presión de control cambia casi instantáneamente con las modificaciones en la presión trasera de la tobera la constante del tiempo del relevador neumático es Presión trasera
de la tobera Presión trasera
de la tobera A la atmósfera Suministro de aire A la válvula A la Suministro de aire Figura 5-27
(a) Diagrama esquemático de un relevador con escape; (b) Diagrama esquemático de un vador sin escape.
